夏 進(jìn)，姜子木，王成華，朱秋明

(南京航空航天大學(xué)，南京 211106)

0 引 言

隨著當(dāng)今世界科學(xué)技術(shù)的飛速發(fā)展，現(xiàn)代通信技術(shù)在社會(huì)各個(gè)領(lǐng)域中得到了廣泛的應(yīng)用。其中，無(wú)人機(jī)通信技術(shù)在軍事和民用領(lǐng)域中都占據(jù)著非常重要的地位。無(wú)人機(jī)可以用來(lái)執(zhí)行航拍、監(jiān)控、測(cè)繪、運(yùn)輸和救援等任務(wù)，而任務(wù)能準(zhǔn)確執(zhí)行的一個(gè)關(guān)鍵是無(wú)人機(jī)通信具有良好的可靠性。

無(wú)人機(jī)的工作環(huán)境復(fù)雜多變，其信號(hào)在傳輸過(guò)程中受飛行姿態(tài)和障礙物的影響，總伴隨有多徑效應(yīng)、多普勒效應(yīng)造成的衰落，影響信號(hào)的傳播效果?；诖耍惶淄暾煽康耐ㄐ判阅軠y(cè)試系統(tǒng)是研發(fā)無(wú)人機(jī)通信技術(shù)的重要保證和支撐。半物理仿真系統(tǒng)因?yàn)槠涞徒ｋy度、強(qiáng)實(shí)時(shí)性、高可信度、極限工況仿真等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛用于測(cè)試系統(tǒng)的構(gòu)建。本文集中于通信性能測(cè)試系統(tǒng)中信道模塊的實(shí)現(xiàn)。

傳統(tǒng)的無(wú)線信道模型通常認(rèn)為傳播環(huán)境的衰落特性滿足廣義平穩(wěn)(Wide Sense Stationary，WSS)條件，然而多種測(cè)量結(jié)果已經(jīng)證明WSS條件只在短時(shí)間內(nèi)有效[1]，實(shí)際信號(hào)在傳播過(guò)程中可能會(huì)快速經(jīng)歷多個(gè)信道環(huán)境，其衰落特性和多普勒功率譜等均具有時(shí)變特性。文獻(xiàn)[2]采用分段平穩(wěn)衰落信道仿真的思路，以傳統(tǒng)的諧波疊加(Sum-of-Sinusoids，SoS)的方法為基礎(chǔ)，實(shí)現(xiàn)了適用于高速鐵路(High-Speed Railway，HSR)場(chǎng)景下的IMT-A信道模型，文獻(xiàn)[3]使用二維進(jìn)化頻譜(2-D ES)方法實(shí)現(xiàn)了Nakagami-m信道模型，但是這兩種方法產(chǎn)生的隨機(jī)衰落相位不連續(xù)，導(dǎo)致其多普勒頻率與理論值存在差異。文獻(xiàn)[4]在詳細(xì)分析HSR場(chǎng)景下信道的非平穩(wěn)衰落特性后，提出一種新的隨機(jī)寬帶動(dòng)態(tài)信道仿真模型，但是其實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，不易于硬件實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[5-6]提出一種SoLFM信道模型，能保證非平穩(wěn)衰落信道中相位和包絡(luò)的連續(xù)性，但是需要根據(jù)衰落特性計(jì)算模型的離散化參數(shù)，實(shí)現(xiàn)過(guò)程較為復(fù)雜。

本文在傳統(tǒng)SoS方法的基礎(chǔ)上，得到一種改進(jìn)的SoS信道模型，能實(shí)現(xiàn)平穩(wěn)和非平穩(wěn)衰落信道的模擬，且從理論上保證了相位和包絡(luò)的連續(xù)性。相比于文獻(xiàn)[6]中的實(shí)現(xiàn)方法，本文提出的信道模型實(shí)現(xiàn)步驟更加簡(jiǎn)單，且易于實(shí)現(xiàn)。

1 無(wú)線信道的理論分析

1.1 無(wú)線信道中衰落的分類

電磁波傳輸過(guò)程中有輻射能量的擴(kuò)散，加上遇到障礙物會(huì)產(chǎn)生多徑效應(yīng)，使得電磁波在傳輸過(guò)程中發(fā)生衰減現(xiàn)象。無(wú)線信道的衰落可以分為大尺度衰落和小尺度衰落兩大類，如圖1所示。大尺度衰落產(chǎn)生的原因包括路徑損耗和陰影效應(yīng)；小尺度衰落產(chǎn)生的原因包括多徑效應(yīng)和多普勒效應(yīng)[7]。

圖1 無(wú)線信道衰落的分類Fig.1 Classification of wireless channel fading

大尺度衰落主要描述了長(zhǎng)距離內(nèi)接收信號(hào)強(qiáng)度的緩慢變化，這些變化是由發(fā)射天線和接收天線之間的傳播路徑上的障礙物遮擋造成的。小尺度衰落描述短距離或短時(shí)間內(nèi)接收信號(hào)強(qiáng)度快速變化的模型。在規(guī)劃中一般只考慮大尺度衰落，因?yàn)殛P(guān)心的是接收點(diǎn)信號(hào)強(qiáng)度的平均值。而在理論研究中，則需要考慮小尺度衰落，一般用于傳輸技術(shù)的選擇和數(shù)字接收機(jī)的設(shè)計(jì)。

1.2 無(wú)線信道的大尺度衰落

1.2.1 路徑損耗

路徑損耗(Path Loss)是指無(wú)線電波在自由空間傳播過(guò)程中因?yàn)檩椛淠芰康臄U(kuò)散而造成信號(hào)的衰減[8]。假設(shè)發(fā)射信號(hào)的功率為Pt，發(fā)射天線的增益為Gt，接收天線的增益為Gr，發(fā)射機(jī)與接收機(jī)的距離為d，接收機(jī)天線的有效面積為Ae，則接收機(jī)接收到的信號(hào)功率Pr為

(1)

式中：PtGt為有效全向輻射功率(Effective Isotropic Radiated Power)；1/(4πd2)為功率空間密度(Power Spatial Density)。

通常全向天線(Isotropic Antenna)的有效面積Ae可以表示為Ae，iso?λ2/(4π)，則式(1)可以變?yōu)?/p>

(2)

式中：λ為無(wú)線電波的波長(zhǎng)。

根據(jù)接收和發(fā)射的功率，可以計(jì)算出路徑損耗為[9]

(3)

可見(jiàn)，路徑損耗與無(wú)線電波的頻率f=c/λ、傳播距離d有關(guān)，頻率越高、距離越遠(yuǎn)，路徑損耗也越大。當(dāng)Gt=Gr=1時(shí)，稱為自由空間路徑損耗(Free-Space Path Loss)。

選取遠(yuǎn)場(chǎng)中的一個(gè)參考點(diǎn)d0(室內(nèi)一般為1～10 m，室外為10～100 m)，公式(2)～(3)可以轉(zhuǎn)換為

(4)

(5)

表示成dB形式為

(6)

則接收信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式為

(7)

式中:Gl=GtGr;exp(-j2πd/λ)表示傳播距離d引起的相移;u(t)為信號(hào)的復(fù)包絡(luò);exp(j2πfct)為正弦載波。

1.2.2 陰影效應(yīng)

在無(wú)線通信系統(tǒng)中，發(fā)射機(jī)在運(yùn)動(dòng)的情況下，由于障礙物對(duì)電磁波傳輸路徑的阻擋而在接收區(qū)域形成半盲區(qū)，造成電磁場(chǎng)陰影，這種隨發(fā)射機(jī)位置變化而引起的接收點(diǎn)場(chǎng)強(qiáng)中值的起伏變化叫做陰影效應(yīng)(Shadow Effect)[10]。陰影效應(yīng)造成的衰落稱為陰影衰落(Shadow Fading)。由于障礙物的位置、大小、介電特性、反射面和散射面等情況均未知，因此一般采用統(tǒng)計(jì)模型等方式進(jìn)行分析，最常用的統(tǒng)計(jì)模型為對(duì)數(shù)正態(tài)分布(Log-Normal Distributed)陰影模型。

假設(shè)發(fā)射和接收功率的比值ψ=Pt/Pr為一個(gè)對(duì)數(shù)正態(tài)分布的隨機(jī)變量，則其概率分布函數(shù)為

(8)

式中:μ,σ2分別是變量ψ的均值和方差;lgψ服從正態(tài)分布。

通過(guò)引入隨環(huán)境改變的路徑損耗指數(shù)γ，可以修正自由空間路徑損耗公式為一個(gè)更普遍的對(duì)數(shù)距離路徑損耗公式，即

(9)

(10)

(11)

式中：K為路徑損耗系數(shù)(損耗因子)，通常為λ2/(4πd)2；γ為路徑損耗指數(shù)，自由空間中取2[11]。

結(jié)合公式(8)，可以得出對(duì)數(shù)正態(tài)陰影路徑衰落模型：

(12)

其中，Xσ～N(0,σ2)描述了陰影效應(yīng)的隨機(jī)性。實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)表明，戶外Xσ的范圍一般為4～13 dB。

1.3 無(wú)線信道的小尺度衰落

1.3.1 多徑效應(yīng)

在無(wú)線通信系統(tǒng)中，電磁波遇到各種障礙物時(shí)會(huì)發(fā)生反射、繞射和散射等現(xiàn)象，使接收機(jī)收到來(lái)自多條路徑到達(dá)的電磁波，這種現(xiàn)象稱為多徑效應(yīng)(Multipath Effect)。各路徑分量到達(dá)接收端的時(shí)間不同，按各自相位矢量疊加時(shí)變信號(hào)，使原來(lái)的信號(hào)失真，或產(chǎn)生錯(cuò)誤，稱為多徑衰落(Multipath Decline)。多徑衰落造成的誤碼是無(wú)法通過(guò)增加發(fā)射功率來(lái)解決的。

總體上，可以將接收到的電磁波歸結(jié)為直射波、反射波、繞射波和散射波。直射波是指從發(fā)射天線直接到達(dá)接收天線的電波；反射波是指從發(fā)射機(jī)發(fā)出后經(jīng)過(guò)地面或其他障礙物發(fā)射到達(dá)接收機(jī)的電波；繞射波是指繞過(guò)障礙物傳播的電波；散射波是指電波遇到障礙物后，沿所有方向無(wú)規(guī)則地傳播出去的電波[12]。當(dāng)障礙物表面凹凸部分的尺寸相對(duì)于波長(zhǎng)很大時(shí)，發(fā)生波的反射，而很小或大小相當(dāng)時(shí)發(fā)生波的散射。

(1)直射路徑

直射路徑可以理解為電磁波在自由空間內(nèi)傳播，故接收信號(hào)的表達(dá)式與公式(7)相同。

(2)反射路徑

設(shè)入射距離和反射距離分別為x和x′，經(jīng)反射路徑到達(dá)接收機(jī)的信號(hào)可以表達(dá)為

(13)

(3)繞射路徑

繞射是指無(wú)線電波能夠穿過(guò)障礙物，并在障礙物的后方形成場(chǎng)強(qiáng)的現(xiàn)象。根據(jù)惠更斯定律(Huygens Principle)，處于障礙物前方的各點(diǎn)可以作為新的波源產(chǎn)生球面次級(jí)波，這些次級(jí)波組合起來(lái)形成傳播方向上新的波前，次級(jí)波在障礙物的后方形成的場(chǎng)稱為繞射波場(chǎng)[13]。多次繞射可以用單次繞射進(jìn)行等效，但衰減非常大，因此可以忽略多次繞射路徑的信號(hào)分量。以單刃鋒傳播模型計(jì)算[14]，經(jīng)繞射路徑到達(dá)接收機(jī)的信號(hào)可以表達(dá)為

(14)

(4)散射路徑

散射路徑假定按自由空間路徑從發(fā)射機(jī)傳播到散射體，在散射體處再以散射體接收功率的σ倍向外輻射[15]。經(jīng)散射路徑到達(dá)接收機(jī)的信號(hào)可以表達(dá)為

(15)

(5)通用路徑

綜合上述四種傳播路徑，可以得到通用路徑跟蹤模型，接收到的信號(hào)為所有多徑分量的疊加。假設(shè)有1條直射路徑，Nr條反射路徑，Nd條繞射路徑，Ns條散射路徑，則接收機(jī)接收到的信號(hào)可以表達(dá)為

(16)

1.3.2 多普勒效應(yīng)

當(dāng)信號(hào)源與接收器發(fā)生相對(duì)移動(dòng)時(shí)，接收器接收到的信號(hào)相比源信號(hào)會(huì)發(fā)生頻率或波長(zhǎng)的改變，這種現(xiàn)象稱為多普勒效應(yīng)(Doppler Effect)或多普勒頻移(Doppler Shift)。

在經(jīng)典物理中，信號(hào)源和接收器相對(duì)于介質(zhì)的速度低于介質(zhì)中波的速度，則接收頻率f和發(fā)射頻率f0的關(guān)系如下：

(17)

式中：c為介質(zhì)中波的速度；vr，vs分別為接收器和信號(hào)源相對(duì)于介質(zhì)的速度。若速度vr和vs遠(yuǎn)小于波速c，接收頻率f和發(fā)射頻率f0的關(guān)系可以近似表達(dá)為

(18)

多普勒頻移為

(19)

在發(fā)生多普勒效應(yīng)的情況下，衰落是由多徑傳播引起的。多普勒效應(yīng)會(huì)帶來(lái)多普勒頻移，不同路徑的多普勒頻移可能不一樣，使得在接收機(jī)處疊加的信號(hào)會(huì)因頻率的不同帶來(lái)信號(hào)的衰落[8]。疊加了多普勒效應(yīng)的自由空間路徑傳播后的信號(hào)可以表達(dá)為

(20)

2 無(wú)線信道建模分析

無(wú)線信道可劃分為兩個(gè)部分：前一個(gè)部分為“多徑延時(shí)+增益+多普勒效應(yīng)”，可視為小尺度衰落的集合；第二部分為“路徑損耗+陰影衰落”，因?yàn)槭谴蟪叨人ヂ?，在有限的波形長(zhǎng)度中很難體現(xiàn)出來(lái)，故通常將其獨(dú)立出來(lái)，利用標(biāo)準(zhǔn)儀器復(fù)播多徑信號(hào)的同時(shí)，按大尺度衰落值動(dòng)態(tài)調(diào)整標(biāo)準(zhǔn)儀器的功率輸出值，從而實(shí)現(xiàn)陰影衰落的疊加。信道模型實(shí)現(xiàn)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖2所示，本文重點(diǎn)集中于小尺度衰落的信道模型實(shí)現(xiàn)。

圖2 無(wú)線信道模型的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.2 System structure of wireless channel model

2.1 平穩(wěn)衰落信道的統(tǒng)計(jì)模型

對(duì)于平穩(wěn)衰落信道，因?yàn)槠湓跁r(shí)域上多普勒功率譜形狀基本保持不變，通常使用基于諧波疊加的方式進(jìn)行實(shí)現(xiàn)，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、效率較高的優(yōu)點(diǎn)，其表達(dá)式為

(21)

其離散形式為

(22)

SoS離散信道模型的主要思想是將平穩(wěn)衰落信道劃分為N個(gè)不可分割的路徑，每個(gè)支路中包含多個(gè)不可分辨的散射路徑。若能將這N個(gè)分路徑分別表示出來(lái)，然后通過(guò)疊加即可得到平穩(wěn)衰落信道的整體結(jié)果。通過(guò)SoS信道模型可以成功模擬任意多普勒功率譜形狀的信道，最常見(jiàn)多普勒功率譜形狀有Flat譜、Jakes譜、Rounded譜和Gaussian譜等。圖3是利用SoS信道模型仿真得到的幾種多普勒功率譜形狀。第一排為各種形狀功率譜對(duì)應(yīng)的“頻率-增益”曲線圖，第二排為各種形狀功率譜的模擬結(jié)果。其中，Rounded譜中參數(shù)(a0,a2,a4)分別設(shè)置為(1.0，-1.72，0.785)，是經(jīng)典的無(wú)線信道模型IEEE 802.16中使用的參數(shù)。

2.2 非平穩(wěn)衰落信道統(tǒng)計(jì)模型

對(duì)于非平穩(wěn)衰落信道，由于無(wú)人機(jī)在飛行過(guò)程中可能會(huì)經(jīng)歷多個(gè)不同信道特征的場(chǎng)景，此時(shí)難以通過(guò)SoS模型直接模擬該飛行條件下的信道，需要針對(duì)性地作出一些改進(jìn)處理。SoS模型中每個(gè)頻點(diǎn)的增益c(f)為固定值，故在不同的時(shí)間點(diǎn)處信道的多普勒功率譜呈相同的形狀，此時(shí)的SoS信道模型的多普勒功率譜僅在“頻率-功率譜”上有變化。圖4所示為SoS信道模型仿真結(jié)果。假設(shè)信道中只存在3條路徑，頻率分別為10 kHz,20 kHz,30 kHz，路徑的增益c(f)依次為1,10,100，且在時(shí)域上保持恒定。從圖4的結(jié)果可以看出，增益值c(f)保持恒定，將導(dǎo)致信道的多普勒功率譜形狀在時(shí)域上也保持不變。結(jié)合圖中時(shí)域波形和頻域功率譜結(jié)果進(jìn)行分析，可知增益值c(f)與功率譜值S(f)成正比。圖中多普勒功率譜為dB值，故而增益值c(f)的倍數(shù)變化在多普勒功率譜反映為線性變化。

圖3 幾種常見(jiàn)的多普勒功率譜形狀Fig.3 Several common Doppler power spectrum shapes

圖4 SoS信道模型仿真結(jié)果Fig.4 SoS channel model simulation results

為將信道的多普勒功率譜從二維(“頻率-功率譜”)變化拓展到三維(“頻率-時(shí)間-功率譜”)變化，可以將SoS表達(dá)式(式(21))中每個(gè)頻點(diǎn)的增益c(f)修改為c(f,t)，令其隨時(shí)間的推移發(fā)生變化，此時(shí)信道的多普勒功率譜將在時(shí)間維度上發(fā)生變化。改進(jìn)后的SoS模型的表達(dá)式可以轉(zhuǎn)換為

(23)

其離散形式為

(24)

當(dāng)選用頻率分別為10 kHz,20 kHz,30 kHz的3條路徑，但令各路徑的增益c(f,t)隨時(shí)間進(jìn)行變化時(shí)：30 kHz頻點(diǎn)的路徑增益恒為50 dB；20 kHz頻點(diǎn)的路徑增益從1 dB線性變化至100 dB；10 kHz頻點(diǎn)的路徑增益從1 dB指數(shù)變化至100 dB，在dB形式上呈線性變化。仿真結(jié)果如圖5所示。最終信道的多普勒功率譜與設(shè)定的路徑增益c(f,t)變化一致：30 kHz頻點(diǎn)的路徑保持恒定值；20 kHz頻點(diǎn)的路徑呈對(duì)數(shù)變化；10 kHz頻點(diǎn)的路徑呈線性變化。這說(shuō)明了此種改進(jìn)處理的有效性。

圖5 時(shí)變?cè)鲆娴腟oS信道模型仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results of SoS channel model with time-varying gain

從多普勒功率譜的意義上來(lái)說(shuō)，每個(gè)點(diǎn)代表了該時(shí)刻、該頻點(diǎn)處信號(hào)分量的強(qiáng)度?；诖耍灰鶕?jù)多普勒功率譜計(jì)算出每個(gè)時(shí)刻所有頻點(diǎn)處的增益c(f,t)，即可通過(guò)改進(jìn)后的SoS模型模擬任意三維形狀的多普勒功率譜的信道。又因?yàn)閏(f,t)與功率譜值S(f,t)成正比，通?？扇(f,t)=S(f,t)。

3 基于Matlab的模型實(shí)現(xiàn)

首先，根據(jù)前文改進(jìn)的SoS模型的公式(23)，對(duì)其進(jìn)行如式(25)的離散化處理，使其適用于Matlab實(shí)現(xiàn)。

(25)

式中：θi為每一路徑的初相位，為了滿足信道環(huán)境的隨機(jī)性，此處使用隨機(jī)值作為θi；c(fi,t)可視為“頻率-時(shí)間”的二維矩陣，其矩陣大小取決于信號(hào)的帶寬B、頻率的間隔Δf、時(shí)間的長(zhǎng)度t以及時(shí)間的間隔Δt。

如前文所述，令每個(gè)時(shí)刻的c(fi,tj)=S(fi,tj)，即可實(shí)現(xiàn)任意時(shí)變特征的信道的模擬。仿真結(jié)果如圖6所示。此處信號(hào)初始頻點(diǎn)為2～3.5 kHz，最終線性變化至1～4.5 kHz，增益為根據(jù)自定義的三角形狀功率譜形狀計(jì)算得到的變化值。

圖6 時(shí)變頻率擴(kuò)散的SoS信道模型仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results of SoS channel model with time-varying frequency dispersion

其次，為了節(jié)省資源，在實(shí)現(xiàn)的過(guò)程中可將頻點(diǎn)的范圍視為某種意義上的信道帶寬，但只需選取所有時(shí)刻中最大的帶寬值即可，而不必是整個(gè)時(shí)域上的帶寬值。從理論上分析，只需令各路徑的頻率fi也隨時(shí)間進(jìn)行變化即可，此時(shí)公式(25)變?yōu)?/p>

(26)

其中：fi(t)=K(t)fi，K(t)表示每一路徑的頻率變化函數(shù)。令圖5所示的信道模型中3條路徑的頻率隨時(shí)間按照幅值為3 000的正弦波變化，雖然因頻率變化導(dǎo)致整個(gè)時(shí)域上頻點(diǎn)的數(shù)量變多，但是通過(guò)式(26)，依舊只通過(guò)10 kHz，20 kHz和30 kHz這3條路徑完成整個(gè)信道的模擬。Matlab仿真結(jié)果如圖7所示。

圖7 時(shí)變頻率的SoS信道模型仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results of SoS channel model with time-varying frequency

最后，因?yàn)樵贔PGA上一般可以采用余弦查找表來(lái)實(shí)現(xiàn)正弦波的生成，該方法具有效率高、資源消耗低、易實(shí)現(xiàn)等特點(diǎn)，所以為了便于該改進(jìn)模型在硬件上進(jìn)行實(shí)現(xiàn)，本文又作出了以下調(diào)整：將公式(26)中的頻率變化fi(t)轉(zhuǎn)化為相位變化φi(t)，以便于查找表的工作，如式(27)所示：

(27)

其中：φi(t)表示每條路徑在每個(gè)時(shí)刻的相位偏差，其值為

(28)

離散化后為

(29)

在硬件實(shí)現(xiàn)中可以通過(guò)累加的形式獲取φi(t)的實(shí)時(shí)值：

(30)

根據(jù)上式，可以得到FPGA實(shí)現(xiàn)該信道模型的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，如圖8所示。首先，通過(guò)游走模塊獲得各個(gè)路徑的頻點(diǎn)、初相位和增益值；之后，利用累加器實(shí)現(xiàn)等效相位φi(t)的計(jì)算，加上初相位的值后，從余弦查找表中獲取波形點(diǎn)值并乘以增益值；最后，通過(guò)累加器將所有路徑的波形疊加并輸出。

圖8 改進(jìn)的SoS信道模型的硬件實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)Fig.8 Hardware implementation structure of improved SoS channel model

圖9為利用Matlab按照該結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)的時(shí)變衰落特性的信道。假設(shè)無(wú)人機(jī)以恒定的加速度飛過(guò)多個(gè)不同特性的信道，多普勒功率譜形狀變化依次為 “Jakes譜 →Flat譜 →Rounded譜 →Gaussian譜”，每種狀態(tài)間隔 20 s，狀態(tài)之間的變化過(guò)程為線性平滑過(guò)渡。從圖9顯示的功率譜三維圖上可以看出各信道之間的功率譜呈平滑過(guò)渡，從切片圖可以看出各信道特性確實(shí)符合其設(shè)定的多普勒功率譜形狀。

圖9 時(shí)變衰落特性信道的仿真結(jié)果Fig.9 Simulation results of time-varying fading characteristic channels

4 結(jié) 論

本文首先針對(duì)無(wú)線傳播信道中的衰落因素，分析了路徑損耗、陰影效應(yīng)、多徑效應(yīng)和多普勒效應(yīng)在信道中的影響；然后根據(jù)SoS信道模型的實(shí)現(xiàn)原理，對(duì)其逐步作出改進(jìn)，使其能夠模擬具備時(shí)變衰落特性的信道；最后，基于該改進(jìn)信道模型，給出了可用于FPGA實(shí)現(xiàn)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，并使用Matlab對(duì)該模型的每一步改動(dòng)進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。結(jié)果證明，該模型能很好地模擬各種平穩(wěn)衰落和非平穩(wěn)衰落信道，且實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，適合應(yīng)用在半物理仿真測(cè)試系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)中，具有很好的實(shí)用價(jià)值。