趙峙岳，李洪鑫，王正偉，劉志剛

(四川九洲電器集團有限責任公司，四川 成都 610000)

0 引言

二次雷達A/C模式支持的飛機數量有限，當飛機數量增加到一定程度時，容易出現(xiàn)相互干擾及多徑影響嚴重等問題，逐步被先進的二次雷達S模式協(xié)議所取代，并被國際民航組織接受，作為二次監(jiān)視雷達的行業(yè)標準[1-2]。S模式具有以下優(yōu)點：① 采用單脈沖和選擇尋址技術,對飛機地址進行點名呼叫，可正確識別目標，只有對應地址的目標才會應答，從而有效減少應答信號之間的混擾[3]；② 具備數據鏈功能，可以傳送更多的有效信息；③ 具備數據校驗功能，保證數據準確性，可應用于地面站與空中目標的數據鏈通信[4]，目前已經被廣泛的應用于空中交通管制、多點定位和敵我識別等多個領域[5-6]。

S模式采用ASK，DPSK混合調制方式，其中DPSK通過相位翻轉180°實現(xiàn)二進制編碼。目前常用的DPSK解調方式包括：正交解調[7-8]、差分解調[9]、基于DFT的解調和基于互譜分析[10-11]的DPSK解調等，其中差分解碼較為簡單，但性能較差，其他算法涉及載波同步和定時提取等復雜工作，性能受頻偏和同步的影響較大[12-13]。本文提出一種對頻偏和載波同步不敏感的DPSK解調方法，避免了載波同步等復雜過程，同時實現(xiàn)了較高的解調性能。

1 算法研究

基于碼元相關的S模式DPSK信號解調算法實現(xiàn)流程如圖1所示，主要由數字正交分解DDS、低通濾波LDF、碼元相關、前導脈沖檢測、位同步及碼元解碼輸出等功能模塊組成[14]。與傳統(tǒng)的DPSK信號解調算法相比，無需載波同步和恢復功能設計。

圖1 解調算法實現(xiàn)流程

1.1 碼元相關模塊

假設接收機接收中頻信號為S(t)=Am*m(t)cos(2π(fc+Δf)t+φ)，其中，Am為信號幅度；m(t)為DPSK基帶調制信號；fc為信號載波；Δf為載波頻偏；φ為載波相位不同步相位差。假設本地I、Q載波頻率分別為cos(2πfct)，sin(2πfct)，經過DDC下變頻后產生I，Q兩路信號，則I，Q信號分別為：

分別針對I，Q信號低通濾波，生成濾波后的I，Q信號分別為：

為了解決這個問題，本文設計了一個碼元相關器，碼元相關器由移位寄存器組成，其移位寄存器的大小為2倍碼元寬度，假設AD采樣頻率為80 Mpbs，S模式詢問信號DPSK信號長度為0.25 μs，則移位寄存器大小為40,移位寄存器設計如圖2所示。

圖2 移位寄存器設計

將濾波后的I，Q兩路信號分別送入移位寄存器，將前后碼元進行累積求和處理，假設第一個碼元值為m1，第二個碼元值為m2，一個碼元采樣點數為20，前后碼元(0.25 μs)相乘再相加。

則I路數據相關累積求和后的結果為：

則Q路數據相關累積求和后的結果為：

則I，Q信號合成相位反轉信號；

由上式可知，相位翻轉信號與載波相位φ及載波頻偏無關，只與前后碼元相關累計求和相關，該處理方法可以很好解決載波同步和頻偏的問題。

1.2 前導脈沖檢測以及位同步

由S模式波形[15]可知，S模式詢問信號由P1，P2，P5，P6等脈沖組成，如圖3所示。

其中P1，P2為等幅前導脈沖，前導脈沖寬度為0.8 μs，脈沖間隔2 μs；P5是在P6信號上覆蓋的旁瓣抑制信號，在時間上與“同步相位翻轉”重合，用來掩蔽P6的“同步相位翻轉”點，如果P6“同步相位翻轉”被P5覆蓋，S模式應答機將不會在P6的“同步相位翻轉”點檢測到信號，因此不會對旁瓣信號進行應答。P6前1.25 μs為ASK調制等幅度脈沖信號，1.25 μs時產生等幅180°倒相，用來同步應答機數據解調的時鐘信號，實現(xiàn)位同步功能。傳輸數據采用了DPSK調制方式，相位翻轉點之間的間距為0.25 μs，數據率為4 MHz。因此，經過碼元相關器后，相位翻轉信號需要通過前導脈沖檢測和位同步實現(xiàn)S模式詢問信號精準檢測。

前導脈沖經過碼元相關器后P1，P2，P6脈沖的間隔(位置、上升沿、下降沿)不變，脈沖的寬度稍微變窄[16]。前導脈沖檢測主要包含：P1，P2，P6脈沖上升沿檢測、P1，P2脈沖下降沿檢測、P1，P2脈沖位置匹配和P1，P2，P6脈沖寬度匹配。為了適應模式A，C等脈沖重疊在前導脈沖仍然可以實現(xiàn)S模式詢問信號的檢測，P1，P2只要求檢測到上升沿或者下降沿。由P1，P2的脈沖幅度輸出參考電平，實現(xiàn)“同步相位翻轉”點的判斷。

由碼元相關器輸出的“同步相位翻轉”點呈現(xiàn)“V”型，通過前導脈沖檢測實現(xiàn)“同步相位翻轉”點初始區(qū)域判斷，通過區(qū)域極小值搜索實現(xiàn)位同步，通過仿真，位同步點的絕對值大于等于0.7倍P1，P2的脈沖幅度輸出參考電平時，應答機處于主瓣詢問范圍內應該根據所處條件進行應答；當小于0.7倍P1，P2的脈沖幅度輸出參考電平時，應答機處于旁瓣詢問范圍內或者未檢測到位同步信號不予應答。

1.3 碼元解調輸出

通過位同步，對碼元累積求和的值進行抽樣判決，輸出碼元信息，實現(xiàn)S模式詢問信號信息的解調。前后碼元相關累積求和如圖4所示，可以看出，DPSK信息的解碼與m1，m2的符號無關，只與m1，m2碼元是否變化有關。當判決點為小于零時，存在相位翻轉，其解調值為1；當判決點為大于零時，不存在相位翻轉，其解調值為0。

圖4 前后碼元相關累積求和

2 性能評估

2.1 載波驗證

針對碼元相關器的工作過程在Matlab仿真軟件進行仿真，仿真效果如圖5所示。

圖5 S模式相位翻轉信號

圖5左邊為DDC下變頻的I，Q兩路信號，右邊為經過碼元相關模塊形成的相位反轉信號，雖然I，Q兩路相位相反、幅度不一致，但經過碼元相關模塊后，形成相位波形一致的I，Q兩路相位反轉信號。同時，通過改變載波相位差，進行反復驗證，I，Q合成的相位反轉信號不變，驗證相位翻轉信號與φ載波相位無關。

2.2 頻偏測試

通過更改DDC下變頻的頻率，將頻率偏移2，5，10，250 kHz，對本文提供的方法進行抗偏移測試驗證。在不同頻偏下I，Q以及合成相位反轉信號變化如圖6所示?？梢钥闯?，隨著頻偏越大，其I，Q兩路信號變化劇烈，但其合成相位反轉信號基本不發(fā)生變化，證明本文提供的方法具備較好的抗頻偏性能。

圖6 不同頻偏下I，Q以及合成相位反轉信號變化

2.3 性能仿真

在S模式詢問信號信號帶寬為8 MHz工作時，假設信道噪聲系數為4 dB，可以計算出接收機底噪為-101 dBm。通過蒙特卡羅仿真，S模式詢問信號接收功率從-96 dBm以2 dBm為步進逐步增加，S模式詢問信號正確解調概率統(tǒng)計曲線如圖7所示。

圖7 S模式詢問信號解調概率

可以看出，接收功率為-90 dBm的情況下能夠保證90%解調概率，遠優(yōu)于國際民用航空公約規(guī)定的6 dB的指標，具備較優(yōu)的工程實踐意義。

3 結束語

本文提供了一種基于碼元相關的S模式詢問信號解調算法，是一種新的S模式信號解調方法。由理論推導和仿真結果可知，該方法不涉及復雜運算，在載波相位不同步以及不同頻偏的情況下可以正常工作，因此可以避免載波恢復的運算過程，并具備較好抗載波頻偏性能，易于工程實現(xiàn)，擁有較高的靈敏度，對于S模式詢問偵收檢測的研發(fā)具有積極的推動作用。