(黑龍江省能源研究所，哈爾濱 150001)

0 引 言

雙管正激變換器相對于單管正激變換器，優(yōu)勢在于開關(guān)管所承受電壓降低，輸入端的直流電壓可以更大，而且不需要磁復位電路來防止高頻變壓器磁飽和，該電路結(jié)構(gòu)采用二極管與開關(guān)管串聯(lián)，簡單可靠，因此雙管正激變換器具有其他變換器無法比擬的優(yōu)點，被廣泛應用與高輸入電壓的中、大功率等級的電源產(chǎn)品中。筆者具體闡述了雙管正激電路中補償網(wǎng)絡以及調(diào)制器的設計，擬采用仿真來證明系統(tǒng)具有瞬態(tài)響應特性好、輸出電壓紋波小等優(yōu)點和所設計系統(tǒng)的正確性。

1 工作原理

一次繞組側(cè)從全橋電路對角線ab間接出，兩Mos管柵壓同相，脈寬均為DT (D<0.5)，當Q1、Q2同時導通時，D3正偏導通，直流電源向負載供電；當t>DT時，Q1、Q2同時關(guān)斷時，為了維持負載電流連續(xù)，反并二極管D4正偏導通，電感電流由D3移到D4中；為了維持變壓器磁化電流連續(xù)，D1和D2正偏導通，D3反偏截止，磁化電流移到D1和D2中，磁化電流開始線形下降，起著磁復位電路的作用[1]。

2 電路參數(shù)

設計指標為：輸入直流電壓范圍144～156 V；輸出直流電壓15 V；輸出額定電流2 A；效率85%；開關(guān)頻率200 kHz；是參數(shù)的計算:(Vout：輸出直流電壓，Vin：輸入直流電壓，Vd：輸出整流二極管壓降，ΔVo：輸出紋波電壓，D：額定占空比，Ioc：臨界電流。)

Vout≈Vin×1/n×D

(1)

其中，輸出直流電壓15 V，輸入直流電壓150 V。因為磁復位，正激變換器占空比D<0.5，取D=0.3。故得n=3。

根據(jù)公式：

(2)

當輸入電壓取最小值Vin(min)=144 V，Vd=0.7，可得Dmax=0.3302；當輸入電壓取最小值Vin(min)=156 V，Vd=0.7，可得Dmin=0.3048；考慮輸出二極管壓降，輸入電壓取Vin=150 V，重新求占空比D=0.317。

本次工作在連續(xù)模式，最大的臨界電流，該電流以上絕對為連續(xù)模式。

令I(lǐng)oc(max)=10%×Ion=紋波電流一半:

(3)

實際情況中，電容中有ESR引起的紋波主要由ESR引起，而不是電容值，電容值足夠大，放充電引起的紋波可忽略。

令輸出紋波：

ΔVo(max)=ESR×ΔiL(max)=1%×Vout

(4)

因為一般情況電容值與ESR值是一個常數(shù)，該常數(shù)等于65×10-6，因此，C=260 μF。

3 仿真模型

3.1 平均電路模型

Saber將DC/DC功率變換電路簡化為一個模型——平均模型電路[2]，在平均模型電路中，用雙管正激變換器替換功率轉(zhuǎn)換電路的理想開關(guān)，消除了與開關(guān)管有關(guān)的非線性后，波形中存在開關(guān)分量，平均模型可在電路中分析小信號頻率。

3.2 設計補償電路

反饋回路未進行補償，先將控制電壓作為平均模型的輸入信號源進行瞬態(tài)響應仿真，然后以瞬態(tài)分析的最終點作為交流分析的工作點，改小信號電壓源為信號源執(zhí)行小信號交流分析[3]。對1 000個對數(shù)空間數(shù)據(jù)點采樣，在SaberScope中，即可繪制沒有補償?shù)妮敵鲭妷篤out的增益與相移。

可以看出，沒有補償?shù)膫鬟f函數(shù)的穿越頻率為2.2 kHz，相位裕量為47.03°。此時系統(tǒng)相位裕量大于45°，穿越頻率處的增益曲線斜率為-1，缺點是靜態(tài)增益太小，僅僅25.9 dB。為了消除或減小系統(tǒng)靜態(tài)誤差，在曲線0 Hz處就以-1或-2的斜率下降。

根據(jù)穩(wěn)定環(huán)路的第一準則：在系統(tǒng)開環(huán)增總增益為1處，在交越頻率的總開環(huán)相移必須要小于360°。第二個準則是：為防止-2增益斜率電路引起相位迅速變化，應在交越頻率處的斜率應為-1，防止相移隨頻率變化速度過快。第三個準則是：開環(huán)傳遞函數(shù)的相移應該與180°保持足夠的的裕量，通常選取45°，因為過大的相位裕量會導致動態(tài)響應變慢(過阻尼)。

選擇交越頻率Fzo為開關(guān)頻率的1/5,在40 kHz交越頻率時,系統(tǒng)的總相移等于360°-45°=315°，選取45°的相位裕量。因此，誤差放大器只允許有315°-97°=218°的相位滯后。取K值接近3時，誤差放大器的相位滯后后可以滿足218°的要求[4]。

為了有足夠的相位裕量，故取K值為4，此時相位滯后為208°，系統(tǒng)中LC濾波器存在97°相位滯后，得到了305°的總開環(huán)相位滯后，那么在交越頻率Fzo處的相位裕量360°-305°=55°，R2/R1=28.7 dB,取R1=1 k，R2=27 k。

當K值等于4時，零點頻率為Fz=5 kHz,Fz=1/(2πR2C1)。由于R2前面已經(jīng)確定為27 k，因此C1=1.17 nF。極點頻率為Fp=80 kHz，F(xiàn)p=1/(2πR2C2)，因此C2=73 pF。

3.3 設計調(diào)制電路

設計完補償環(huán)節(jié)，另一部分是PWM的調(diào)制比，即占空比為控制電壓與調(diào)制鋸齒波電壓幅值之間的比例[5]。

可知時鐘脈沖變高，開關(guān)開通；當斜坡電壓高于控制電壓時，開關(guān)關(guān)斷。

將信號源接上use3，設置仿真瞬態(tài)響應時間長度為10 ms?？梢?，動態(tài)響應速度很快，輸出電壓上升時間接近0 s,經(jīng)過2 ms達到穩(wěn)定，而且穩(wěn)定后振蕩很小，電壓為15 V，電流為2 A,完全滿足設計指標要求。

4 結(jié)束語

(1)系統(tǒng)發(fā)生振蕩時，因為正弦波傅里葉分量的頻譜很寬，經(jīng)過輸出濾波器，誤差放大器及PWM調(diào)制器后都會有增益變化和相移，影響系統(tǒng)穩(wěn)定。故反饋環(huán)路對系統(tǒng)的補償作用能有效防止系統(tǒng)振蕩。

(2)雙管正激比單管正激拓撲簡單，不存在單管正激磁芯復位問題，可靠性高，有利于散熱系統(tǒng)的設計，而且較少考慮勵磁電感和漏感的影響[6]，所以完全理想條件下得到的仿真結(jié)果更具有參考意義。

(3)設計的變換器能夠輸出穩(wěn)定的直流電壓15 V,對于動態(tài)響應速度僅需2 ms。通過軟件仿真方法可以簡化控制環(huán)路設計，縮短研發(fā)周期和方便調(diào)試。