魯建粱，萬華慶，方明杰

?

加箝位繞組的軟開關全橋變換器

魯建粱1，萬華慶2，方明杰2

（1. 92730部隊，海南三亞 572016；2. 武漢第二船舶設計研究所，武漢 430000）

本文在傳統(tǒng)全橋變換器的變壓器原邊額外增加了一個箝位繞組和四只箝位二極管，由此提出加箝位繞組的軟開關全橋變換器。分析所提出軟開關全橋變換器的工作原理，并指出箝位繞組實現(xiàn)電壓箝位的機理。研制了一臺額定功率為2 kW的原理樣機，對所提出的軟開關全橋變換器進行了實驗，并與僅加箝位二極管的軟開關全橋變換器進行了對比，實驗結果驗證了理論分析的正確性。

全橋變換器 零電壓開關 電壓振蕩 箝位二極管 箝位繞組

0 引言

全橋變換器廣泛應用于中大功率的艦船電源、充電機電源和直流微網(wǎng)中。采用移相控制(Phase Shifted, PS)策略，利用高頻隔離變壓器的漏感或者額外的諧振電感，有助于原邊開關管實現(xiàn)零電壓開關(Zero-Voltage-Switching, ZVS)。具有控制簡單，變換效率高等優(yōu)點。

然而變壓器漏感或諧振電感與輸出整流二極管的結電容會產(chǎn)生諧振，導致整流橋輸出電壓上存在振蕩和尖峰，增大了整流二極管的電壓應力。為阻尼該電壓振蕩，可以加入RC或RCD等緩沖電路[1-4]。緩沖電路可以阻尼振蕩，降低電壓尖峰，但會引入額外的損耗，降低變換效率。為了阻斷諧振電感與整流二極管的結電容諧振，Redl R等學者提出在變壓器原邊繞組與諧振電感之間加入兩只箝位二極管[5-8]。當諧振電感與整流二極管諧振使得箝位二極管與諧振電感、變壓器連接處的電位高于輸入電壓時，箝位二極管導通，并將諧振電感旁路。這樣有效阻斷諧振過程繼續(xù)進行。相應地，整流二極管電壓被箝位。文獻[9]詳細討論了諧振電感與變壓器二者的位置對箝位二極管工況的影響，指出當采用變壓器與滯后橋臂連接時，在每個開關周期內(nèi)，箝位二極管只會導通一次，且零狀態(tài)時諧振電感電流較小，原邊各元件的導通損耗會有所減小，變換效率會有所增加。然而，在箝位狀態(tài)，諧振電感被箝位至零，其電流保持不變。由于輸出濾波電感通常比諧振電感的感值大，因此其電流上升很緩慢。考慮到箝位二極管電流是濾波電感電流折算到原邊電流與諧振電感電流之差，而箝位狀態(tài)的諧振電感電感不變，因此箝位二極管電流下降很緩慢，其導通時間較長。相應地，超前橋臂開關管和箝位二極管導通損耗會增加，諧振電感的鐵損也會增加。

文獻[10]提出在變壓器原邊增加一個箝位繞組，一個緩沖電容和四只箝位二極管。當諧振電感和輸出整流二極管的結電容諧振時，箝位繞組兩端的感應電壓會上升。當上升到輸入電壓時，箝位二極管導通，從而箝位住輸出整流二極管的電壓。需要注意的是，在箝位狀態(tài)，緩沖電容并沒有參與工作，它不能改善輸出整流二極管的振蕩過程。相反地，它會參與諧振電感與整流二極管結電容的諧振。此時，它與整流二極管的結電容并聯(lián)。因此，緩沖電容會減小諧振網(wǎng)絡的特征阻抗，使得諧振電流增大，導致原邊元件的導通損耗增加，降低變換器效率。因此，本文提出去掉該箝位電容，保留四只箝位二極管，得到一種改進的加箝位繞組ZVS全橋變換器。本文首先介紹加箝位繞組ZVS全橋變換器的電路拓撲結構，然后分析其基本的工作原理，接著通過實驗對比加箝位繞組ZVS全橋變換器和文獻[9]提出的加箝位二極管ZVS全橋變換器的效率。

1 加箝位繞組的軟開關全橋變換器電路拓撲

圖1是去掉該箝位電容，保留四只箝位二極管的改進型加箝位繞組ZVS全橋變換器電路拓撲。其中，1~4與1~4分別是全橋變換器的開關管和反并二極管，1~4為它們的寄生結電容或外加結電容；T為高頻隔離變壓器，為原副邊繞組的匝比，W為箝位繞組，原邊繞組與它的匝比為K。K略大于1；D1~D4是四只箝位二極管，用來旁路諧振電感L，阻止L與輸出整流二極管D1~D4的結電容C1~C4之間的電壓振蕩，消除電壓尖峰；濾波電感L和濾波電容C組成輸出器，用來消除開關頻率次的諧波，保證負載R兩端為期望的恒定電壓。同樣地，該全橋變換器也可以采用移相控制來實現(xiàn)ZVS開關。其中，1和3分別超前于4和2，故定義前者組成的橋臂為超前橋臂，后者組成的橋臂為滯后橋臂。

在分析圖1所示的全橋變換器的工作原理之前，先作如下假設：

1) 所有原邊的開關管和二極管均為理想元件。四只整流二極管均等效為一個理想的二極管和一個等效的電容并聯(lián)，該電容模擬二極管的反向恢復；

2) 變壓器、諧振電感、濾波電感和濾波電容均為理想元件，變壓器漏感為0；

3)13C，24C，C=C(=1~4)；

4)L>>L/2。

圖1 加箝位繞組的軟開關全橋變換器

2 工作原理

圖2為所提出改進型加箝位繞組ZVS全橋變換器穩(wěn)態(tài)時的關鍵工作波形。在半個開關周期內(nèi)，變換器共有9個工作模態(tài)，我們選取部分典型模態(tài)進行分析，它們的等效電路如圖3或圖4所示。在分析工作模態(tài)之前，先假設0時刻之前變換器正處于如下狀態(tài)：1與4導通，副邊D1與D4導通，能量由原邊傳遞到副邊。

圖2 關鍵工作波形V

2.1 模態(tài)1

在0時刻關斷1，原邊電流i將對1充電，3放電，點的電壓將下降。由于1與3的電壓不能突變，因此1可近似為零電壓的關斷。如圖3所示，L將與1、3、C2、C3諧振，變壓器原邊電流i、C2和C3的電壓、變壓器副邊電壓以及原邊電壓v都下降。諧振過程中，點一直為零，v始終低于輸入電壓V?？紤]到匝比K略大于1，故箝位繞組的電壓也低于V，這說明箝位二極管D1~D4都處于截止狀態(tài)。將C2和C3折算至原邊，可得圖4(a)所示的等效電路。其中，C'=C/2。

圖3 模態(tài)8的等效電路

圖4 模態(tài)1的進一步等效電路

根據(jù)圖4可得i和1、3、C'的電壓：

(1) (2)

式(1)~(4)中，1為0時刻原邊電流的值，1和Z1分別為：

(3) (4)

實際中，[0,1]階段持續(xù)的時間很短，可近似認為v1和v3是線性變化的，即：

(5) (6)

1時刻，模態(tài)1結束。此時v1上升到V，同時v3下降到零，3自然導通，該模態(tài)持續(xù)時間為：

(7)

3自然導通后，3被箝為零，意味著3可以實現(xiàn)ZVS開通。為保證ZVS的可靠完成，3與1的死區(qū)時間t(lead)需大于模態(tài)1持續(xù)的時間，即：

(8)

2.2 開關模態(tài)8

D2和D3關斷之后，L與C1、C4諧振工作，v為：

(9)

可以看出，v雖然有振蕩，但其最高幅值不會超過KV/。并且，由于實際電路中存在寄生電阻，該振蕩會逐漸衰減，v最終穩(wěn)定在其平均值V。

到9時刻，關斷3，開關模態(tài)8結束，變換器將開始另半個周期的工作，其工作情況與上述半個周期類似，這里不再贅述。

3 實驗結果與分析

在實驗室研制了一臺輸出功率為2 kW的原理樣機，如圖5所示。為了體現(xiàn)本文所提出的加箝位繞組的ZVS全橋變換器的優(yōu)點，在該樣機上同時進行了文獻[9]提出的加箝位二極管ZVS全橋變換器實驗，并對二者進行對比。為保證對比的合理性，兩種變換器所用的電路參數(shù)如表1所示。

表1 原理樣機參數(shù)

圖5 原理樣機

圖6 兩種ZVS全橋變換器滿載時的實驗波形

圖6(a)為加箝位二極管ZVS全橋變換器的實驗波形。從上到下依次為橋臂中點電壓v，整流輸出電壓v，變壓器原邊電流i，諧振電感電流i和箝位二極管D1、D3電流i1、i3?？梢姡?i>v的電壓振蕩和電壓尖峰基本消除了，但是箝位二極管的電流i1和i3下降速率很慢，導通時間較長。圖6(b)為加箝位繞組ZVS全橋變換器的實驗波形?？梢?，除了在箝位狀態(tài)i有所不同之外，這兩種變換器的其它工作波形都是一致的。與圖6(a)相比，圖6(b)中箝位二極管的電流下降速度變快了，導通時間相應明顯縮短了。

圖7 兩種ZVS 全橋變換器的效率曲線

圖7給出了兩種ZVS 全橋變換器的效率對比情況。圖7(a)為額定輸入電壓270 V下不同負載的效率曲線?？梢?，隨著負載電流的增加，兩種ZVS全橋變換器的效率都是先上升后下降。這是因為負載較輕時，開關管是硬開關，開關損耗相對于導通損耗較大；隨著負載電流的增大，開關管實現(xiàn)了軟開關，開關損耗可以忽略，效率升高；但負載電流繼續(xù)增大時，導通損耗會增加，使得效率降低。圖7(b)為滿載時不同輸入電壓的效率曲線?？梢?，兩種ZVS全橋變換器的效率都隨輸入電壓的升高而降低。這是因為隨著輸入電壓的升高，原邊開關管續(xù)流時間變長，從而增加了變換器的導通損耗。

從圖7(a)和(b)可以看出，加箝位繞組ZVS全橋變換器的效率整體比箝位二極管ZVS全橋變換器高。加入箝位繞組之后，箝位二極管的導通時間明顯縮短了，見圖6(b)，從而降低了超前橋臂開關管和箝位二極管的導通損耗，以及諧振電感的鐵損。另外，兩種ZVS全橋變換器在額定輸入電壓270 V時的最高效率分別為95.42%和95.64%。由此證明了本文提出的加箝位繞組ZVS全橋變換器具備更高的變換效率。

4 結論

本文提出了一種加箝位繞組的ZVS全橋變換器，分析了其基本的工作原理。該變換器突出的優(yōu)點是，箝位繞組不僅可以消除副邊整流二極管電壓振蕩和電壓尖峰，而且還可以加速箝位二極管電流快速復位，有效減小流過開關管、箝位二極管和諧振電感的電流，提高變換器效率。將其與加箝位二極管的ZVS全橋變換器進行對比，實驗結果驗證了理論分析的正確性。

[1] 朱國榮, 陳銘, 徐小薇, 楊志, 王婷婷, 黃華芳. 移相全橋變換器中RC緩沖電路對系統(tǒng)影響機理與優(yōu)化研究[J]. 電機與控制學報, 2017, 21(3): 71-77.

[2] Fisher R A, Ngo K D T. A 500 kHz, 250 W dc-dc converter with multiple outputs controlled by phase-shifted PWM and magnetic amplifier. Proc. High Frequency Power Conversion Conference (HFPC), 1988: 100-110.

[3] Sabate J A, Vlatkovic C V, Lee F C, Cho B H. Design consideration for high-voltage high-power full-bridge zero-voltage-switched PWM converter. Proc. IEEE Applied Power Electronics Conferenceand Exposition (APEC), 1990: 275-284.

[4] MWEECE L H, WRIGHT C A, SCHLECHT M F. A 1 kW 500 kHz front-end converter for a distributed power supply system. IEEE Transactions on Power Electronics, 1991, 6(3): 398-407.

[5] REDL R, SOKAL N O, BALOGH L. A novel soft-switching full-bridge dc-dc converter: analysis, design considerations experimental results at 1.5 kW, 100 kHz. IEEE Transactions on Power Electronics, 1991, 6(3): 408-418.

[6] REDL R, BALOGH L, EDWARDS D W. Switch transitions in the soft-switching full-bridge PWM phase-shifted dc-dc converter: analysis, and impro-vements. Proc. International Telecommunications Energy Conference (INTELEC), 1993: 350-357.

[7] REDL R, BALOGH L, EDWARDS D W. OptimalZVS full-bridge dc-dc converter with PWM phase-shift control: analysis, design considerations, and experimental results. Proc. IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 1994: 159-165.

[8] Saro L, Dierberger K, Redl R. High-voltage MOSFET behavior in soft-switching converter analysis and reliability improvements. Proc. Interna-tional Telecommunications Energy Conference(INTELEC), 1998: 30-40.

[9] 劉福鑫. 高壓直流電源系統(tǒng)中DC-DC變換器的研究[M]. 南京: 南京航空航天大學, 2004．

[10] KIM I D, NHO E C, CHO G H. Novel constant frequency PWM dc-dc converter with zero-voltage-switching for both primary switches and secondaryrectifying diodes. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1992, 539(5): 444-452.

Soft Switch Full-Bridge Converter with Clamp Winding

Lu Jianliang1, Wan Huaqing2, Fang Mingjie2

（1. 92730 Unit, Sanya 572016, Hainan, China; 2. Wuhan Second Ship Design and Research Institute, Wuhan 430000, China）

TM46

A

1003-4862（2019）09-0035-05

2018-04-19

魯建粱(1981-)，男，工程師。研究方向：核動力控制。E-mail: 35399412@qq.com