程 鵬， 段吉海， 徐衛(wèi)林， 韋保林

(桂林電子科技大學 廣西精密導航技術與應用重點實驗室,廣西 桂林 541004)

隨著科技的飛速發(fā)展，人們對衛(wèi)星導航系統(tǒng)有了更高的需求，全天候、全球性和高精度的連續(xù)導航和定位成為研究熱點。因此，研制多頻段和多標準的衛(wèi)星導航接收機是一種必然的趨勢。低噪聲放大器是射頻接收機前端的重要模塊，其性能對整個系統(tǒng)性能具有重要影響。低噪聲放大器的主要功能是在盡可能低噪聲的前提下，對射頻輸入信號進行放大，以抑制后級電路的噪聲。

在多頻段和多標準的接收機前端系統(tǒng)中，LNA的設計也多種多樣。文獻[1-2]采用多組并行方式，通過不同支路同時處理不同的衛(wèi)星信號，但其會重復使用多個相同的模塊，導致功耗和面積急劇增加，所以并不適合集成。陳杰[3]采用多頻段兼容電路同時兼容幾個頻段的信號，后級電路根據需要對信號進行選擇處理，雖然相比文獻[1-2]在功耗和面積上有了很大的改善，但由于同時兼容多頻段，電路復雜度會隨著頻段的增加而大大增加，面對3個以上頻帶，設計難度會急劇上升。文獻[4-5]采用可重構電路，通過控制開關在不同頻段之間相互切換，與文獻[1-3]方案相比，這種方案在功耗、面積以及電路復雜度都有優(yōu)勢。

基于文獻[6]的方案，采用片外匹配電容完成1.2 GHz/1.57 GHz雙頻段的噪聲匹配和阻抗匹配，單端輸入到差分輸出的轉換，并利用功耗約束下的阻抗匹配和噪聲匹配理論在2個頻段上獲得了較好的噪聲系數。

1 帶源極負反饋的共源共柵結構

在LNA設計中，應用最廣泛的是帶源極負反饋的共源共柵結構，其結構如圖1所示。這種結構是一種窄帶放大器，主放大管是共源管M1，M1的柵漏電容會引起Miller效應，共柵管M2用于減小Miller效應，從而提高整體電路的反向隔離度，并且該結構可在功耗約束的情況下得到較好的噪聲系數。

圖1 帶源極負反饋電感的共源共柵結構

共源共柵結構的輸入小信號等效電路如圖2所示，圖中的G、S和D分別表示晶體管M1的柵端、源端和漏端。小信號模型忽略了晶體管的輸出阻抗ro和柵源電容Cgs之外的所有寄生電容。從等效電路可推導輸入阻抗的計算式為

(1)

圖2 共源共柵輸入小信號等效電路圖

其中：s為復頻率，s=jω；Ls為源極負反饋電感；Cgs為M1的柵源電容；Cex為柵源附加電容；ωT為晶體管的特征頻率，ωT=gm/(Cgs+Cex)?？紤]到LNA的前級通常是射頻濾波器，而濾波器的特性直接受終端負載的影響，因此，LNA的輸入阻抗一般設定為50 Ω，以與濾波器匹配。若LC串聯諧振電路在工作頻率附近諧振，輸入阻抗的虛部為0，阻抗匹配需要滿足：

(2)

其中：gm為晶體管M1的跨導；ω為角頻率，ω=2πf。

2 雙頻段兼容LNA電路設計

基于衛(wèi)星導航應用所提出的LNA電路結構如圖3所示，電路基于帶源極負反饋的共源共柵結構進行了一些改進。為了更好地抑制電路噪聲，電路采用單端輸入差分輸出的方式。其中共源管M1、共柵管M2和共源管M3作為LNA的主體電路，射頻信號從輸入端經過M1后，分為2路信號分別經過M2和M3。由于M1和M3是共源組態(tài)，M1漏端信號的相位與輸入信號相反，而M2為共柵組態(tài)，最終從M2和M3漏端輸出的信號大小相等相位相反，所以M1、M2和M3共同完成單端輸入到差分輸出的轉換。柵極電感Lg、耦合電容Cg、柵極電容Cm、柵源附加電容Cex和源極電感Ls共同組成輸入匹配電路，其中Cex包括了Cex1、Cex2及開關管SW1。高頻扼流圈L1阻止射頻信號到達M3的源極，同時M3管的靜態(tài)偏執(zhí)電流可流過M1，從而實現電流的復用。電容C2可隔斷M3的靜態(tài)電流，并進一步濾除高頻扼流圈的射頻信號。由于M3是共源組態(tài)，射頻信號從柵極輸入，電阻Rb對射頻信號起隔離作用，降低了射頻信號對電源的影響。電感Ld、電容Cd1、Cd2、C3和開關管SW2為電路的負載，并共同完成輸出阻抗的匹配。

圖3 雙頻段可重構LNA電路結構

LNA處于射頻接收機的第1級，其性能對整個接收機的指標有著極其重要的影響。LNA并不能直接接收射頻信號，而是通過天線完成射頻信號的接收，這意味著需要對LNA的輸入進行阻抗匹配。在通常的射頻系統(tǒng)中，以50 Ω為標準。為了完成阻抗匹配，首先需要對電路的輸入阻抗進行小信號分析。圖4為雙頻段LNA輸入小信號等效電路。

圖4 雙頻段可重構LNA輸入小信號等效電路

從圖4可推導：

(3)

(4)

根據Thomas理論，LNA最小噪聲系數[7]為

(5)

其中：δ為柵噪聲系數；γ為晶體管的溝道噪聲系數，與溝道長度相關；c為相關系數(柵電流噪聲與漏電流噪聲)。

由PCSNIM理論可知，只有當電路采用噪聲匹配時才能獲得最小噪聲系數。采用噪聲匹配時，最優(yōu)源阻抗[8]為

(6)

(7)

對于深亞微米CMOS工藝，方程組(7)可簡化展開為3個等式：

(8)

(9)

(10)

方程組有5個未知量gm、Ls、Cm、Cgs和Cex，而gm、Cgs與Vgs和W相關。對于單個頻點的匹配可先確定2個未知量，從而將未知量減為3個，3個未知量對應3個方程，從而方程組有唯一解。對于不同頻點，可先固定3個變量，再調整其余的2個變量就可得到結果。由于本設計的電路是多頻段兼容，且對功耗有一定要求，采用先固定Cgs、Ls和Cm的值，然后調節(jié)Vgs和Cex達到目的。

與輸入匹配方法相比，輸出匹配較為簡單。輸出匹配采用LC網絡進行阻抗匹配，改變網絡的電容，從而改變LC網絡的諧振點，以實現不同頻段的阻抗匹配。與輸入一樣，輸出阻抗也匹配至50 Ω。雙頻段可重構LNA輸出小信號等效電路如圖5所示。圖5中，為了方便公式推導和描述，將共源管M1等效為一個電阻ro1，Cd包含了圖3中的Cd1和Cd2，C3為輸出耦合電容。由圖5推導輸出阻抗為

(11)

將等式展開并簡化得：

(12)

圖5 雙頻段可重構LNA輸出小信號等效電路

只要使得式(9)虛部為0，實部為50 Ω，即可完成阻抗匹配。然而這只是單一頻點的匹配方法，對于不同頻段的匹配，可通過改變電容Cd和C3實現。實際操作方法為：根據Smith圓圖以及阻抗匹配原理，通過仿真查看Smith圓圖的曲線變化調整Cd值，使得設計頻段靠近50 Ω的阻抗圓，然后調整C3，使得設計頻段靠近Smith圓圖的圓心。

3 雙頻段兼容LNA電路仿真

圖6 增益曲線

LNA基于0.18 μm CMOS工藝進行設計，并采用Cadence Spectre RF工具進行仿真驗證。當電源電壓為1.8 V時，仿真結果如圖6～10所示。其中增益曲線如圖6所示，LNA在1.2 GHz/1.57 GHz頻段上增益分別為14、19 dB。噪聲系數曲線如圖7所示，LNA在1.2 GHz/1.57 GHz頻段上噪聲系數分別為1.6、2.0 dB。輸入匹配曲線如圖8所示，輸出匹配曲線如圖9所示，LNA在1.2 GHz/1.57 GHz頻段上電路的輸入反射系數分別為-13、-32 dB，輸出反射系數分別為-30、-35 dB。線性度曲線如圖10所示，圖中P3rd為實際的三階輸出曲線，P3rd,ideal為理想的三階輸出曲線；P1st為實際的基波輸出曲線，P1st,ideal為理想的基波輸出曲線。根據理想基波輸出曲線和理想三階輸出曲線，交點的橫坐標對應為實際三階截點的值。從圖10可看出，LNA在1.2 GHz/1.57 GHz頻段三階截點分別為-11.3、-7.1 dBm。

圖7 噪聲曲線

圖8 輸入匹配曲線

圖9 輸出匹配曲線

圖10 線性度曲線

表1為本設計與其他文獻主要性能對比，對比參數包括工作頻率f、功率增益G、噪聲系數FN、輸入反射系數S11以及功耗P。從表1可看出，相比文獻[9-11]，本設計具有良好的噪聲系數和阻抗匹配，保持了低功耗的優(yōu)勢，且功率增益也滿足應用需求。

表1 本設計與其他文獻主要性能對比

4 結束語

基于衛(wèi)星導航應用，設計了一種可重構雙頻段LNA電路，采用功耗約束下的噪聲匹配與阻抗匹配方法，解決了2個頻段上的噪聲、阻抗匹配問題。采用電流復用技術完成了單端輸入到差分輸出的轉換，避免巴倫的引入產生插入損耗，并且在功耗不變的前提下提高了電路的增益與穩(wěn)定性。仿真結果表明，本設計的LNA電路在1.2 GHz和1.57 GHz頻段有著良好的指標滿足衛(wèi)星導航系統(tǒng)的需求，具有一定的實用價值。