吳駿，顧軒，龐宇*，趙凡琪

1中國船舶及海洋工程設計研究院，上海200011

2廣船國際有限公司，廣東廣州510382

0 引 言

艦船電網(wǎng)是由數(shù)臺發(fā)電機組并聯(lián)而成的獨立電網(wǎng)。近年來，隨著艦載非線性用電設備，尤其是大功率變頻設備和雷達設備數(shù)量和功率的巨增，導致注入艦船電網(wǎng)的諧波電流有所增加。一般電流總諧波含量高達30%，嚴重超出國軍標GJB 151B-2003中CE101項目關于電流諧波限值的要求，同時也給其他較敏感的艦載用電設備帶來了不良影響或安全隱患。因此，必須進行諧波治理以降低電流諧波，使其達到相應標準規(guī)范的要求。

利用有源濾波器進行諧波治理時，需要檢測電網(wǎng)的基波分量，故在電網(wǎng)無故障穩(wěn)態(tài)運行工況下治理效果較好。然而，在電網(wǎng)電壓不平衡、畸變、頻率波動等非理想工況下，能否快速、準確地提取電網(wǎng)的正、負序基波分量，對有源濾波器的正常運行和諧波控制尤為重要［1-4］。硬件鎖相的不足之處在于：1）當電網(wǎng)電壓存在3次、5次諧波時，通過鎖相環(huán)計算之后，其輸出量中仍然存在一定的諧波；2）當電壓幅值變化或相位跳變時，無法準確鎖相；3）當諧波成分較復雜時，數(shù)據(jù)處理的計算時間較長。因此，硬件鎖相在船舶電網(wǎng)中的應用推廣受到了諸多限制［5］。陳東明等［6］提出了一種改進的鎖相環(huán)：首先，通過延時2個采樣周期來提取電壓的基波分量，快速濾除諧波；然后，通過延時1個采樣周期來計算分離正、負序分量，從而準確鎖定電網(wǎng)相位。王顥雄等［7］和 Rodriguez等［8］介紹了基于同步旋轉坐標系進行正、負序分量解耦的方法，但在電網(wǎng)諧波污染時需要額外介入濾波器，這將導致其動態(tài)性能變差。Saccomando等［9］、Freijedo等［10］、Timbus等［11］和 Yazdani等［12］分別采用了不同的信號濾波器（低通、帶通、陷波及自適應濾波器）來消除諧波影響，但在電壓故障工況下鎖相環(huán)的動態(tài)性能均較差。

針對艦船電網(wǎng)中電壓波動較嚴重，以及由脈沖性負荷引起的諧波電流頻繁變化的特點，本文擬提出一種包含諧波抑制和自適應電壓控制的改進型軟件鎖相方法，主要包含3個組成環(huán)節(jié)：

1）環(huán)節(jié)1：改進的基波正序相位檢測。本環(huán)節(jié)在p/q變換后進行濾波，即可增強系統(tǒng)對100 Hz以上交流分量的抑制效果，并降低高次諧波對鎖相輸出的影響，從而提高鎖相的輸出精度。

2）環(huán)節(jié)2：負序抑制。針對電壓分量uq中由基波負序導致的難以抑制的二次諧波，首先消除三相電壓中的基波負序分量，然后進行鎖相，從而使基波負序檢測環(huán)節(jié)對電網(wǎng)頻率的波動具有自適應性。

3）環(huán)節(jié)3：自適應的電壓控制。由于艦船舶電網(wǎng)的電壓波動比較嚴重，為在電壓嚴重跌落工況下仍保證鎖相環(huán)的良好運行性能，通過環(huán)節(jié)3使參考電壓的幅值始終基本保持穩(wěn)定，以消除電網(wǎng)電壓波動對鎖相環(huán)節(jié)增益的影響，從而提高鎖相環(huán)節(jié)的動態(tài)性能。

1 艦船電網(wǎng)的諧波治理情況

1.1 脈沖性負荷的影響

艦船用電設備一般為混合型，包括大功率變頻設備、雷達設備、傳動冷卻系統(tǒng)和通用用電設備。在電網(wǎng)電流諧波注入方面，占比最大的是變頻系統(tǒng)、雷達設備等脈沖性負荷，其設備容量約900 kVA，總諧波失真約30%。

脈沖性負荷的主要參數(shù)包括脈沖波形、充放電功率和脈沖周期。由于功率需求的特殊性，一般脈沖性負荷裝置自身或外部需配置充電儲能設備，待功率平滑處理后再與船舶主電網(wǎng)連接。脈沖性負荷的典型特點是功率變化頻繁且幅值高，相當于對柴油發(fā)電機組的供電系統(tǒng)反復突增與突卸負荷，這將導致電網(wǎng)電流的大幅頻繁變化，最終對整個艦船電力系統(tǒng)帶來較大的沖擊，進而影響供電質量。脈沖性負荷的工作周期通常為毫秒級，其導致的交流電網(wǎng)畸變也呈周期性，且畸變周期與負荷工作狀態(tài)有關。

對于大容量、大機組的陸地電網(wǎng)而言，其容量可以近似無窮大，且系統(tǒng)慣性也非常大，所以脈沖性負荷的功率擾動不會引起電網(wǎng)電壓和頻率的大幅度波動。然而，對于容量較小的艦船電網(wǎng)而言，其系統(tǒng)慣性小，機電調節(jié)控制器的響應時間長，無法及時滿足脈沖性負荷的瞬時功率需求，所以船舶電網(wǎng)對負荷擾動的抵御能力較差［13］。大量實驗結果表明：脈沖性負荷突然啟停時，如果沒有快速進行充放電控制，電網(wǎng)母線電壓將在數(shù)個周期內出現(xiàn)劇烈波動。為了消除脈沖性負荷的擾動影響，需要進行無功補償和諧波補償［14］。

1.2 艦船電網(wǎng)的電能質量治理方案

大功率變頻設備和雷達設備的諧波源多為電流源，為了限制注入電網(wǎng)的諧波電流，可以采取以下方案：

1）對產生諧波的裝置進行改造，使其不產生諧波，且盡量提高功率因數(shù)。通過在輸入側加裝變壓器，即可使整流電路多重化；通過采用全控型器件組成脈寬調制（PWM）整流器，即可實現(xiàn)功率因數(shù)校正。

2）采用交流無源濾波器。該裝置由電力電容器、電抗器和電阻器組合而成，可將若干單調諧支路、高通濾波支路與諧波源并聯(lián)運行，以吸收諧波電流，從而有效降低諧波總量。除了具備濾波功能之外，該裝置還可用作無功補償，結構簡單、運行可靠、維護方便。這種濾波方法的主要缺點是：補償特性受電網(wǎng)阻抗和運行狀態(tài)的影響，易與系統(tǒng)發(fā)生并聯(lián)諧振，從而導致諧波放大，令LC濾波器過載甚至是燒毀。此外，它只能補償固定頻率的諧波，且補償效果也不甚理想。

3）采用有源濾波器（Active Power Filter，APF）。該裝置由可控電力電子變流器和檢測控制電路組成，其基本原理為：從補償對象中檢測出諧波電流，由補償裝置產生一個與該諧波電流大小相等、極性相反的補償電流，用以抵消諧波電流，從而使電網(wǎng)電流僅剩余基波分量。該型濾波器可以對頻率和幅值同時變化的諧波進行跟蹤補償，且補償特性不受電網(wǎng)阻抗的影響，故其濾波性能和動態(tài)特性均優(yōu)于無源濾波。

由于艦載設備多采用定型的成熟產品，若對其進行改造，可能會影響產品性能，因此方案1不合適。雖然無源濾波器結構簡單，但因船舶電網(wǎng)容量小、穩(wěn)定性差，其電壓和頻率均存在一定范圍的波動，且變頻設備、雷達設備的負載工作電流變化頻繁，所以無源濾波器極易導致并聯(lián)諧振，放大的諧波電流將損害濾波裝置和負載設備。因此，方案2存在很大的局限性和一定的危險性。

方案3的有源濾波器可以適應艦載電網(wǎng)和變頻、雷達負載電流頻繁變化的工作狀態(tài)，同時能避免系統(tǒng)諧振的風險。與無源濾波器相比，有源濾波器的可控性高、響應速度快，不僅可以補償各次諧波，還可以補償無功功率，具備一機多能的優(yōu)點。同時，其體積、重量遠小于無源濾波器，可滿足艦用設備的總體安裝要求。綜上所述，方案3既能滿足艦載使用條件，又不影響原有定型系統(tǒng)，是3個方案中的最佳選擇。

圖1所示的有源濾波器與負載并聯(lián)接入電網(wǎng)，工作時有源濾波器相當于受控電流源，可以抵消負載產生的諧波電流，使注入電網(wǎng)的電流近似為正弦波，從而達到諧波補償?shù)哪康?。在使用過程中，將該裝置安裝在變頻設備或雷達設備配電柜附近，從變頻設備或雷達設備的供電回路前端接入即可。

圖1 有源濾波器的示意圖Fig.1 Schematic of active power filter

實時、準確的諧波電流檢測算法是濾波模塊可靠工作的關鍵，本文采用了基于時域變換的電流檢測算法，如圖2所示。圖2中：uabc為初始電網(wǎng)電壓；iabc為電網(wǎng)電流；SPLL為軟件鎖相環(huán)；k為諧波次數(shù)；m=0，1，2，…，N-1，為采樣點計數(shù)值，其中N為一個工頻周期的采樣點數(shù)；，為計算系數(shù)；為目標電流。根據(jù)不同的電流參考信號，通過不同的組合即可實現(xiàn)諧波全補償，例如，諧波+無功補償、諧波+不平衡補償、特定次諧波補償?shù)榷喾N模式，從而確保達到理想的補償效果。圖2中，sin(2mπ/N-2lπ/3)是與相電壓基波正序分量同步的信號，通過軟件鎖相即可得到。在電壓不平衡、畸變、頻率波動等非理想電網(wǎng)工況下，能否快速、準確地鎖相將直接影響有源濾波器的正常運行和控制效果。

圖2 基于時域的電流檢測算法的結構圖Fig.2 The structure diagram of the current detection algorithm based on time domain

2 改進型軟件鎖相方法

在基于瞬時無功功率理論的傳統(tǒng)軟鎖相方法中，假設三相電網(wǎng)電壓ua，ub，uc相互平衡且沒有諧波，其表達式為

式中：U為電壓有效值；ω為角頻率；t為時間；φ為初相角。

進行3/2變換和p/q變換，電壓分量uq為

式中：φ1n為相角正序分量，其中n=1，2，…，∞，為諧波次數(shù)，n=1即為基波；θ*為鎖相輸出的相位。

通過閉環(huán)調節(jié)令uq=0，即可實現(xiàn)鎖相，其鎖相環(huán)輸出相位為θ*=ωt+φ1n。

然而，在實船應用中，電網(wǎng)電壓嚴重畸變且三相不平衡。采用下標1表示正序，下標2表示負序，則三相電壓的表達式為

式中：U1n和U2n分別為電壓的正序和負序分量；φ2n為相角負序分量；ω1為電網(wǎng)電壓角頻率。經過3/2變換和p/q變換，得

即使θ*=ω1t+φ11，在完全鎖相的情況下，僅有U11sin(ω1t+φ11-θ*)=0，此時uq中包含最低頻率為二次的諧波（由基波負序電壓引起），而鎖相環(huán)中的PI調節(jié)器和積分器相當于一個低通濾波器。為了保證系統(tǒng)的動態(tài)響應速度，其截止頻率不能太低，否則將影響低次諧波的濾波效果，并將導致鎖相輸出中也含有諧波。此外，基波正序電壓U1n的幅值變化將影響鎖相系統(tǒng)的閉環(huán)增益，進而影響鎖相環(huán)節(jié)的動態(tài)性能和穩(wěn)定性。因此，本文采用了基于諧波抑制和電壓控制的增強型軟鎖相方法，如圖3所示。該方法由3個模塊組成：改進的基波正序相位檢測；負序抑制；電壓控制。圖中：為濾去了基波負序的電網(wǎng)電壓；為經過電壓控制環(huán)節(jié)濾去了電網(wǎng)波動的電網(wǎng)電壓。

圖3 引入諧波抑制的增強型軟件鎖相方法Fig.3 The enhanced software phase locking method with introduced harmonic suppression

2.1 改進型基波正序相位檢測方法

不考慮負序基波和諧波，當軟鎖相達到穩(wěn)態(tài)時有θ*≈θ，且 sin(θ*-θ)≈θ*-θ，其中θ為實際電壓正序分量的相位。電壓分量uq和給定信號經過PI調節(jié)即得頻率偏差，與給定頻率相加即得電網(wǎng)的角頻率，再經過積分環(huán)節(jié)即可得到電網(wǎng)的相位，從而完成鎖相。穩(wěn)態(tài)時軟件鎖相系統(tǒng)的簡化模型如圖4所示，其中：，為放大器參數(shù)；Kp和Ki為PI環(huán)節(jié)參數(shù)；s為積分環(huán)節(jié)；ω0為電網(wǎng)給定角頻率；ω*為電網(wǎng)目標角頻率。

圖4 軟件鎖相系統(tǒng)的簡化模型Fig.4 Simplified model of software phase locking system

軟件鎖相系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)Gon為

圖5所示為軟鎖相系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)的對數(shù)頻率特性，由圖5可知，系統(tǒng)對較低頻率的諧波抑制效果欠佳。由于電網(wǎng)三相電壓的低次諧波含量較高，則uq中的低次諧波含量也較高，所以鎖相輸出的諧波占比較大。為此，本文采用了改進型基波正序相位檢測方法，即在p/q變換后加入一個濾波環(huán)節(jié)Gf(s)，以提高鎖相輸出的精度，如圖6所示。采用了二階巴特沃斯濾波器，其中T為系統(tǒng)周期。鑒于系統(tǒng)的動態(tài)性能和穩(wěn)定性，軟件鎖相系統(tǒng)的截止頻率設為100 Hz，Kp=0.1，Ki=0.000 1。

因此，系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)由式（5）變?yōu)?/p>

系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)Gcl為

圖5 軟件鎖相系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)的對數(shù)頻率特性Fig.5 The open loop function logarithmic frequency characteristics of software phase locking system

圖6 改進型軟件鎖相系統(tǒng)結構圖Fig.6 The structural diagram of the improved software phase locking system

在增加濾波環(huán)節(jié)前后，軟件鎖相系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)特性如圖7所示，其閉環(huán)傳遞函數(shù)特性如圖8所示。由此可以看出，增加濾波環(huán)節(jié)之后，系統(tǒng)對100 Hz以上交流分量的抑制效果有所增強，從而降低了較高次諧波對鎖相輸出的影響。

圖7 增加濾波環(huán)節(jié)前后軟件鎖相系統(tǒng)的開環(huán)對數(shù)頻率特性Fig.7 The open loop function logarithmic frequency characteristics of software phase locking system with or without the filter

圖8 增加濾波環(huán)節(jié)前后軟件鎖相系統(tǒng)的閉環(huán)對數(shù)頻率特性Fig.8 The closed loop function logarithmic frequency characteristics of software phase locking system with or without the filter

2.2 負序抑制

對于uq中由基波負序引起的二次諧波而言，改進型基波正序相位檢測系統(tǒng)的抑制效果并不理想。為此，本文采用了圖9所示的基波負序檢測方法，即先消除三相電壓中的基波負序分量，再進行鎖相。通過提取來自基波正序相位檢測環(huán)節(jié)的參數(shù)θ*，用以令基波負序檢測環(huán)節(jié)對電網(wǎng)頻率的波動具有自適應性。

圖9 基波負序檢測框圖Fig.9 Block diagram of fundamental wave negative sequence

2.3 電壓控制

Ku取值不同時，改進型基波正序檢測系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)對數(shù)頻率特性如圖10所示。由圖10可以看出：Ku較小時，系統(tǒng)的穩(wěn)定裕量較大，但系統(tǒng)帶寬較窄，對應的動態(tài)響應速度較慢；當Ku較大時，系統(tǒng)的穩(wěn)定裕量較小，但系統(tǒng)帶寬較寬，對應的動態(tài)響應速度較快。同時，Ku對幅頻特性的影響較明顯，對相頻特性的影響很小，故Ku=0.1和Ku=1時相頻特性曲線是重合的。

圖10 Ku取值不同時基波正序檢測系統(tǒng)的開環(huán)對數(shù)頻率特性Fig.10 The logarithmic frequency characteristicsof the fundamental wave positive sequence detection system under different valuesKu

鑒于船舶獨立電網(wǎng)的電壓波動較嚴重，為保證良好的鎖相環(huán)性能，本文采用了自適應的電壓控制方法，如圖11所示。圖中，A和B為計算矩陣所得的電壓正、余弦分量系數(shù)，通過AB環(huán)節(jié)，即可求取基波分量幅值的倒數(shù)，Kinv。

首先，根據(jù)改進型基波正序相位檢測方法得到的相位信息θ*，檢測電網(wǎng)電壓（已濾除基波負序）中基波正序分量的幅值；然后，將計算結果取倒數(shù)，并與相乘，得?；诖?，的幅值在電網(wǎng)電壓嚴重波動時也能基本保持穩(wěn)定，從而消除了電網(wǎng)電壓波動對鎖相環(huán)節(jié)增益的影響，提高了鎖相環(huán)節(jié)的動態(tài)性能。

圖11 自適應電壓控制環(huán)節(jié)框圖Fig.11 Block diagram of adaptive voltage control

3 仿真分析

為了驗證基于瞬時無功功率理論的軟鎖相方法的正確性，本文基于Matlab動態(tài)仿真軟件Simulink建立了仿真模型。首先，通過仿真模擬船舶獨立小型電網(wǎng)的電壓畸變和頻率波動，并利用軟鎖相方法提取電壓基波正序分量的同步信號；然后，將該同步信號用于電流檢測算法，以驗證同步信號的正確性，進而驗證軟鎖相方法的正確性。

3.1 頻率恒定工況的仿真結果（工況1）

在仿真過程中，為了模擬船舶獨立小型電網(wǎng)的實際工況，在電壓基波正序分量的基礎上，增加了11%的基波負序分量、13%的5次諧波和5%的7次諧波，其中穩(wěn)態(tài)電壓波形Us及其基波正序分量U1如圖12和圖13所示（藍線為a相，綠線為b相，紅線為c相）。

圖12 畸變的電網(wǎng)電壓波形（工況1）Fig.12 Distortion of the mains voltage waveform（case 1）

圖14 無濾波環(huán)節(jié)的軟件鎖相輸出的同步信號及相位誤差（工況1）Fig.14 The synchronization signal and phase error of the softward phase locking output without filter（case 1）

圖15 增加濾波環(huán)節(jié)后軟件鎖相輸出的同步信號及相位誤差（工況1）Fig.15 The synchronization signaland phase error ofthe software phase locking output with filter（case 1）

無濾波環(huán)節(jié)和有濾波環(huán)節(jié)時，軟鎖相輸出的a相同步信號（無量綱參數(shù)）及其與標準電壓正序分量之間的相位誤差θE分別如圖14和圖15所示。根據(jù)仿真結果，增加濾波環(huán)節(jié)之后，軟鎖相輸出的同步信號誤差明顯減少。鑒于獨立小型電網(wǎng)的電壓畸變較嚴重，所以本文選擇了增加濾波環(huán)節(jié)的軟鎖相系統(tǒng)。

將圖12中的三相電壓施加至三相二極管整流電路的電阻性負載上，其三相電流ILa，ILb，ILc的波形如圖16所示。

圖16 三相負載電流波形（工況1）Fig.16 Three-phase load current waveform（case 1）

基于本文所提出的電流檢測算法，對圖16中的電流進行檢測，其基波分量If和誤差IE如圖17所示，5次諧波分量Ih如圖18所示。

圖17 負載電流的基波分量及誤差（工況1）Fig.17 The fundamental wave component and its error of load curren（tcase 1）

圖18 負載電流的5次諧波分量（工況1）Fig.18The quintuple harmonic components of load curren（tcase 1）

3.2 頻率變化工況的仿真結果（工況2）

為了在頻率變化工況下檢驗軟鎖方法的跟蹤效果，假設電網(wǎng)頻率在0.2 ms時刻突變（由50 Hz變?yōu)?5 Hz），同時伴隨10%的電壓跌落，如圖19所示，其基波正序分量如圖20所示（藍線為a相，綠線為b相，紅線為c相）。

圖19 電網(wǎng)電壓的畸變波形（工況2）Fig.19 Distortion of the mains voltage waveform（case 2）

圖20 電網(wǎng)電壓的基波正序分量（工況2）Fig.20 The positive sequence component of the fundamental wave（case 2）

對于軟鎖相輸出的a相同步信號及其與標準電壓正序分量之間的誤差，增加濾波環(huán)節(jié)前后的仿真結果分別如圖21和圖22所示。由此可見，增加濾波環(huán)節(jié)之后，明顯降低了軟鎖相輸出的同步信號誤差。

圖21 增加濾波環(huán)節(jié)前軟件鎖相輸出的同步信號及其相位誤差（工況2）Fig.21 The synchronization signal and phase error of the software phase locking output without filter（case 2）

圖22 增加濾波環(huán)節(jié)后軟件鎖相輸出的同步信號及其相位誤差（工況2）Fig.22 The synchronization signal and phase error of the software phase locking output with filter（case 2）

采用三相二極管整流橋帶阻性負載來模擬非線性負載，電流波形如圖23所示。

圖23 負載電流波形（工況2）Fig.23 Load current waveform（case 2）

基于本文所提出的電流檢測算法，對圖23中的電流進行檢測，其基波分量及其誤差如圖24所示，5次諧波分量如圖25所示。

仿真結果表明，基于瞬時無功功率理論的軟鎖相方法不受負序、諧波及零序分量的影響，在輸入電壓嚴重畸變的情況下，仍然可以輸出電壓正序分量的同步信號。同時，該軟鎖相方法在頻率波動時的動態(tài)效果較為良好。

圖24 負載電流的基波分量及誤差（工況2）Fig.24 The fundamental wave component and its error of load current measured（case 2）

圖25 負載電流的5次諧波分量（工況2）Fig.25 The quintuple harmonic components of load current（case 2）

4 硬件實驗

實驗過程中，采用Chroma公司的可編程電源6590模擬船舶獨立小型電網(wǎng)的頻率波動和電壓畸變，采用三相全橋二極管整流帶電阻性負載模擬非線性負載；采用Tektronix公司的TDS3014示波器、A622電流探頭、P5200高壓差分探頭進行實驗波形記錄，采用HIOKI公司的3193功率分析儀進行諧波含量測量。

圖26 頻率變化時的電網(wǎng)電壓和軟件鎖相輸出的同步信號Fig.26 Synchronizing signals of mains voltage and software phase locking output when frequency changes

圖26所示為電網(wǎng)電壓頻率突變時的三相電壓波形（Usa，Usb，Usc）及軟鎖相輸出的同步信號USPLL，其中三相電壓為對稱的基波電壓，即僅含基波正序分量。為便于對比分析，可編程電源輸出的電壓幅值和頻率可以同步變化。圖26中，電源電壓從220 V/50 Hz突變?yōu)?80 V/45 Hz。

在圖26所示的電網(wǎng)電壓中施加一定的諧波電壓，使其產生畸變，其軟鎖相輸出如圖27所示。由此可見，施加電壓諧波后，軟鎖相的輸出效果仍然十分理想，完全不受電壓畸變的影響。

在實習生出科時，對其實踐技能和病案分析能力做出評價，每項評價滿分為100分。發(fā)放調查問卷調查學生對教學方法的認同程度，分為認同、基本認同和不認同，認同度=（認同數(shù)＋基本認同數(shù)）/總人數(shù)×100%。

圖27 電壓畸變時軟件鎖相結果Fig.27 Software phase locking results of voltage distortion

將軟鎖相輸出的同步信號應用至電流檢測算法中，并對負載電流的諧波成分進行補償，結果如圖28所示。其中：Ic為補償指令信號；Is為補償之后的電網(wǎng)電流；Nc為工頻周期內的采樣點數(shù)。每個周期開始時Nc將清零，本文采用的是等周期采樣，所以Nc的幅值與其對應周期的頻率成反比。由圖28知，在頻率變化工況下，獨立小型電網(wǎng)有源濾波器的軟鎖相補償效果非常理想。

圖28 應用軟件鎖相的獨立小型電網(wǎng)有源濾波器的補償效果Fig.28 Compensation effect of APF with software phase locking for independent small power grid

在陸上聯(lián)調試驗中，若濾波裝置處于正常工作狀態(tài)，可以采用時間記憶示波器測量并記錄補償后的電流波形，分析該波形，即可得出負載突增和突減的響應時間，而兩者的算術平均值即為濾波裝置的響應時間。

圖29和圖30所示為瞬變響應時間的電流測試波形，其中圖29為突加負載工況，圖30為突卸負載工況。仿真結果表明，負載電流突變10 ms后，APF完全補償了諧波電流，這也證明了APF的響應時間為10 ms，其具有較快的跟蹤補償效果。

圖29 負荷突加時的響應時間電流測試波形Fig.29 Response time current test waveform of sudden increasing load

圖30 負荷突卸時的響應時間電流測試波形Fig.30 Response time current test waveform of sudden decreasing load

5 結 語

在船舶電網(wǎng)這類獨立小型電網(wǎng)中，雷達等脈沖性負荷將造成電網(wǎng)電壓畸變和頻率波動，從而影響同步信號的檢測工作，然而傳統(tǒng)的基于過零比較的硬件鎖相方法難以解決該問題。

本文分析了非同步采樣對電流檢測的影響，提出了一種改進型軟件鎖相方法，可以在電壓不平衡、畸變、頻率波動等非理想電網(wǎng)工況下快速、準確地實現(xiàn)鎖相功能。仿真結果表明，在電網(wǎng)電壓嚴重畸變和頻率波動的情況下，該軟件鎖相環(huán)能夠輸出正確的同步信號。硬件實驗結果表明，采用該鎖相方法的有源電力濾波器適用于船舶電網(wǎng)這類獨立的小型電網(wǎng)。