翟龍軍，王衛(wèi)玲，高 山，姜志森

（1.海軍航空大學(xué)；2.煙臺(tái)市規(guī)劃信息中心，山東煙臺(tái)264001）

安控系統(tǒng)在飛行器飛行的初始階段處于待機(jī)狀態(tài)。當(dāng)飛行任務(wù)達(dá)到一定時(shí)間后，安控接收機(jī)開(kāi)機(jī)，不斷檢測(cè)飛行器的位置及運(yùn)動(dòng)狀態(tài)。當(dāng)安控系統(tǒng)判定出飛行器偏離預(yù)設(shè)軌道過(guò)大或發(fā)生明顯失控時(shí)，飛行器所攜帶的安控接收機(jī)將把自毀指令傳送給安控指令執(zhí)行機(jī)構(gòu)控制火工品的引爆以完成安控任務(wù)，從而避免飛行器對(duì)地面基礎(chǔ)設(shè)施以及人員造成威脅[1-7]。

安控系統(tǒng)按工作模式分為自主安控模式與遙控安控模式。主字母體制安控通信是利用基頻及其高次諧波作為備選單音集合，利用m個(gè)單音信號(hào)進(jìn)行編碼組成字母；然后，根據(jù)通信協(xié)議將多個(gè)字母組合為特定的安控指令，通過(guò)FM調(diào)制到射頻頻段發(fā)送給安控接收機(jī)。安控接收機(jī)需要將接收到的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)并檢測(cè)指令信息，控制安控執(zhí)行機(jī)構(gòu)執(zhí)行指令[3，8-9]。主字母安控系統(tǒng)的工作流程和接受處理過(guò)程分別如圖1、2所示。

經(jīng)過(guò)信道傳輸，接收信號(hào)通過(guò)帶通采樣將信號(hào)進(jìn)行頻譜搬移。然后，信號(hào)分2路分別與NCO生成的同相序列與正交序列相乘進(jìn)行數(shù)字下變頻解調(diào)處理。數(shù)字下變頻后的輸出信號(hào)，一路送給鎖相環(huán)繼續(xù)對(duì)載波頻率進(jìn)行同步跟蹤，另一路直接進(jìn)行FFT分析得到多音信號(hào)頻譜[10-13]。

在進(jìn)行FFT分析時(shí)，由于采樣頻率及采樣點(diǎn)數(shù)決定了頻率分辨率。在低分辨率時(shí)，將導(dǎo)致不能正確分辨單音信號(hào)，即柵欄效應(yīng)。通過(guò)增加采樣點(diǎn)數(shù)，提高采樣頻率，可以提高頻譜分辨率，減小柵欄效應(yīng)的影響[8，14-16]。但FFT點(diǎn)數(shù)的增加必然會(huì)造成時(shí)間和資源的浪費(fèi)，在FPGA中進(jìn)行具體的工程實(shí)現(xiàn)過(guò)程中會(huì)消耗更巨大的資源[17]，特別是對(duì)系統(tǒng)時(shí)效性要求特別高的應(yīng)用場(chǎng)景下，必須克服這種缺點(diǎn)。對(duì)于單音信號(hào)來(lái)說(shuō)，只需要保證采樣點(diǎn)數(shù)和采樣率滿足所有單音頻點(diǎn)檢測(cè)分辨率要求就能保證系統(tǒng)的通信質(zhì)量。因此，可以通過(guò)合理選擇單音信號(hào)頻率[10]，降低采樣點(diǎn)數(shù)，提高系統(tǒng)實(shí)時(shí)處理性能。

圖2 安控信號(hào)的接收處理過(guò)程Fig.2 Signal processing procedure of high alphabet safety control system

1 低采樣點(diǎn)數(shù)主字母體制指令檢測(cè)采樣優(yōu)化方案

在安控指令檢測(cè)過(guò)程中，F(xiàn)FT采樣點(diǎn)數(shù)與信號(hào)采樣率共同決定了信號(hào)頻譜的分辨率[8，15]。設(shè)采樣點(diǎn)數(shù)為N，采樣率為fs，則頻譜分辨率F為：

F表示2條譜線所表示的頻率間隔。所以，對(duì)于多音信號(hào)，要想準(zhǔn)確分析出其單音成分，最好的辦法是讓每個(gè)單音頻譜都落在頻譜分辨率所約束的譜線上[10]。

設(shè)單音頻率為f0，則其周期T為1/f0，假設(shè)信號(hào)的截?cái)嚅L(zhǎng)度在時(shí)域?yàn)門p，采樣時(shí)間間隔為Ts，則采樣頻率fs=1/Ts，采樣點(diǎn)數(shù)N=Tp/Ts。FFT分析中的頻譜分辨率F為：

若截取長(zhǎng)度內(nèi)含z個(gè)單音信號(hào)周期，即Tp=z×T=z/f0，由 式（1）、（2）可 得F=f0/z，即f0=z×F。因此，要使f0正好落在譜線上，只需z為整數(shù)。因此，為使Ω={fB,fB+Δf0,…,fB+(m-1)Δf0} 單音集合中的單音成分能剛好落在譜線上，須要滿足：

令F=Δf0，假設(shè)fB=s×Δf0，式（3）可簡(jiǎn)化為：

從而得出

要使多音信號(hào)中的單音成分得到正確的檢測(cè)，只需要s為整數(shù)。因此，可以將多音信號(hào)檢測(cè)的優(yōu)化采樣方案總結(jié)如下：

1）選擇單音信號(hào)集合：

中，各單音成分和單音信號(hào)基準(zhǔn)頻率fB滿足

式（6）中，a和m為整數(shù)。

2）選擇采樣率fs滿足：

式（7）中：b為整數(shù)；fmax為多音信號(hào)中的最高頻率的單音成分。

3）選擇采樣點(diǎn)數(shù)N滿足：

式中，k為正整數(shù)。

為使得采樣點(diǎn)數(shù)最少且便于硬件快速實(shí)現(xiàn)，可以選取k=1，且選擇合適的a、b、m值使得N為2的整數(shù)次冪。單音信號(hào)的頻率選擇可以通過(guò)安控地面站和飛行器安控系統(tǒng)協(xié)議約定實(shí)現(xiàn)。

2 采樣率優(yōu)化檢測(cè)方案仿真分析

2.1 基帶信號(hào)檢測(cè)采樣仿真分析

設(shè)定 Sine Wave1、Sine Wave2、Sine Wave3、Sine Wave4分別為滿足式（6）條件的4個(gè)單音信號(hào)組合，頻率分別為6.8 kHz、7.2 kHz、8 kHz、8.8 kHz。建立基帶信號(hào)檢測(cè)采樣SIMULINK模型如圖3所示。4個(gè)單音信號(hào)頻率為0.4 kHz單音的高次諧波。采樣率通過(guò)零階保持器設(shè)置為26 kHz，F(xiàn)FT采樣點(diǎn)數(shù)分別取64、128、256、512時(shí)的仿真結(jié)果如圖4所示。

圖3 基帶信號(hào)檢測(cè)采樣仿真模型Fig.3 Simulation model of based band signal sampling and detection

圖4 采樣率為26kHz時(shí)仿真結(jié)果Fig.4 Sampling results of 26kHz sampling rate

取幅度大于20 dBm的點(diǎn)作為FFT分析后得到的單音成分檢測(cè)結(jié)果。由圖4可見(jiàn)，當(dāng)采樣點(diǎn)為64時(shí)，系統(tǒng)將不能正確檢測(cè)出信號(hào)中的單音成分，采樣點(diǎn)取128點(diǎn)時(shí)，問(wèn)題仍存在，但隨著采樣點(diǎn)數(shù)的倍增，雖然能用近似的方法得到正確的結(jié)果，但誤差并未消除。

根據(jù)本文給出的檢測(cè)采樣優(yōu)化方法，采樣率選擇為 25.6 kHz，采樣點(diǎn)數(shù)仍分別取64、128、256、512，得到仿真結(jié)果如圖5所示。從圖5中可以看出，在對(duì)信號(hào)進(jìn)行FFT檢測(cè)分析時(shí)，可以以相對(duì)較低的采樣點(diǎn)數(shù)（64點(diǎn)）正確分辨出信號(hào)中的多音組合。

圖5 采樣率為25.6 kHz時(shí)仿真結(jié)果Fig.5 Sampling results of25.6 kHzsampling rate

2.2 載波同步解調(diào)后采樣抽取檢測(cè)仿真分析

在2.1節(jié)基帶信號(hào)仿真的基礎(chǔ)上，建立載波同步解調(diào)和采樣抽取檢測(cè)模型，如圖6所示。仿真主要參數(shù)分別為：① 單音信號(hào)頻率取滿足式（6）條件的單音組合，分別為6.4 kHz、6.8 kHz、7.2 kHz與12 kHz；② FM調(diào)制載波為70 MHz，最大頻偏為24 kHz（調(diào)制系數(shù)為2～3.75）；③ 帶通采樣采樣率為16 MHz；④CIC抽取采樣總計(jì)625倍；⑤ 經(jīng)抽取后采樣頻率為16 MHz/625=25.6 kHz，最小采樣點(diǎn)數(shù)為25.6/0.4=64點(diǎn)。

圖6 載波同步解調(diào)和采樣抽取檢測(cè)仿真模型Fig.6 Simulation model of carrier synchronous demodulation and sampling decimation

圖7為載波無(wú)頻偏時(shí)仿真結(jié)果。由圖7可見(jiàn)，6.4 kHz、6.8 kHz、7.2 kHz與12 kHz4個(gè)頻點(diǎn)的信號(hào)能量明顯高于其他頻點(diǎn)，通過(guò)對(duì)采樣方案的優(yōu)化，系統(tǒng)可以在低FFT采樣點(diǎn)數(shù)下正確檢測(cè)出多音信號(hào)中的單音成分。

圖8為有高斯噪聲及固定頻偏時(shí)的仿真結(jié)果。在圖6的仿真模型的基礎(chǔ)上，對(duì)調(diào)制信號(hào)疊加高斯噪聲和載波固定頻偏。設(shè)定高斯噪聲方差40 V，信號(hào)幅度為1 V（信噪比為12dB），固定頻偏設(shè)定為-130 kHz和+130 kHz。

圖7 載波無(wú)頻偏時(shí)仿真結(jié)果Fig.7 Simulation result without carrier frequency offset

圖8 信噪比為12dB時(shí)仿真結(jié)果Fig.8 Simulation result when SNR is12dB

圖9為有高斯噪聲及不固定頻偏時(shí)仿真結(jié)果。在圖6的仿真模型的基礎(chǔ)上，對(duì)調(diào)制信號(hào)疊加高斯噪聲和載波不固定頻偏。設(shè)定高斯噪聲方差40 V，信號(hào)幅度為1 V（信噪比為12dB），頻偏設(shè)定為-130～+130 kHz，掃描速度為5 MHz/s。

圖9 信噪比12dB，-130～_130 kHz多普勒頻偏時(shí)仿真結(jié)果Fig.9 Simulation result when SNR is12dB and carrier frequency offset is variable in-130～_130 kHz

由圖8、9仿真結(jié)果可見(jiàn)，通過(guò)對(duì)采樣方案的優(yōu)化，在信噪比為12dB、固定頻偏為±130 kHz或多普勒頻偏范圍為（-130～+130 kHz）的情況下仍然可以實(shí)現(xiàn)單音頻率成分的可靠檢測(cè)。

3 結(jié)論

為實(shí)現(xiàn)低FFT采樣點(diǎn)數(shù)下多音指令的正確檢測(cè)，本文根據(jù)組成指令的單音信號(hào)的特點(diǎn)提出了一種主字母體制安控系統(tǒng)采樣方案優(yōu)化方法。分析和仿真實(shí)驗(yàn)表明，相對(duì)于先根據(jù)奈奎斯特采樣定理先確定采樣率，通過(guò)增加FFT采樣點(diǎn)數(shù)的方法相比，優(yōu)化后的采樣方案可以在低FFT采樣數(shù)下實(shí)現(xiàn)指令的準(zhǔn)確檢測(cè)，且便于FPGA工程實(shí)現(xiàn)，提高系統(tǒng)實(shí)時(shí)性能。