譚寶海,唐曉明,張凱

(中國(guó)石油大學(xué)(華東)地球科學(xué)與技術(shù)學(xué)院,山東青島266580)

0 引 言

隨鉆聲波測(cè)井技術(shù)自20世紀(jì)80年代末問世至今[1],歷經(jīng)了地層縱波、橫波和方位聲速成像測(cè)量階段的發(fā)展,已在海上水平井和大斜度井的鉆井施工和儲(chǔ)層評(píng)價(jià)方面發(fā)揮了重要作用。目前,斯倫貝謝公司的Sonic Scope、哈里伯頓公司的XBAT和貝克休斯公司的SoundTrak儀器代表了隨鉆聲波測(cè)井儀器的最高水平,而中國(guó)隨鉆聲波測(cè)井儀器研發(fā)起步較晚,處于單極子儀器的研制和應(yīng)用階段[2-4]。

隨鉆單極子模式用于測(cè)量地層縱波和橫波速度,但不適于軟地層橫波速度測(cè)量,而隨鉆四極子模式波在截止頻率附近接近地層橫波速度,且不激發(fā)鉆鋌波模式,適于橫波測(cè)量[5]。然而,隨鉆單極子聲源激發(fā)的鉆鋌模式波幅度往往大于地層縱波的幅度,且相干性極強(qiáng),這對(duì)地層信號(hào)形成極大干擾。迄今為止,國(guó)內(nèi)外隨鉆聲波測(cè)井儀器均采用刻槽式[6]或變徑組合式[7]的隔聲體來(lái)壓制隨鉆單極子激發(fā)的鉆鋌波,諸多學(xué)者開展了大量理論和實(shí)驗(yàn)研究,獲得了類似隔聲結(jié)論。例如,蘇遠(yuǎn)大等[8]給出了一種7 in[注]非法定計(jì)量單位,1 ft=12 in=0.304 8 m,下同鉆鋌的刻槽隔聲體實(shí)測(cè)聲衰減曲線和數(shù)值模擬的鉆鋌波振幅曲線,其刻槽隔聲體的鉆鋌波最佳有效阻帶范圍為10～20 kHz。實(shí)驗(yàn)測(cè)量的聲衰減曲線反映,在理論的隔聲阻帶內(nèi)的鉆鋌波衰減量均大于30 dB。建議隨鉆聲波測(cè)井儀器的聲源最佳工作主頻在12～15 kHz附近。此外,理論和實(shí)驗(yàn)頻譜曲線可以看到,隔聲體有效阻帶外依然存在大量的鉆鋌波頻率不能通過(guò)隔聲體很好的壓制。因此,隨鉆單極子儀器的聲源帶寬最好集中在10～20 kHz附近,且加大聲源激勵(lì)功率以提高地層波的信噪比。

目前,多極子電纜聲波測(cè)井儀器利用各個(gè)發(fā)射換能器諧振頻率的不同,由不同的發(fā)射換能器激發(fā)多極子模式波。而隨鉆聲波測(cè)井儀器應(yīng)鉆鋌強(qiáng)度和安全要求,普遍采用一個(gè)四方位發(fā)射換能器組合激發(fā)多極子聲波,即每個(gè)方位的換能器需要激發(fā)出頻率不同的聲波[2-3]。目前,隨鉆聲波換能器尚不能實(shí)現(xiàn)滿足多極子頻率要求的多個(gè)諧振頻率和帶寬。聲源激勵(lì)方法和電路方面,單脈沖激勵(lì)電路因結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單和頻帶寬的特點(diǎn)而廣泛應(yīng)用于發(fā)射換能器激勵(lì)[9-11]。然而,其激發(fā)的發(fā)射換能器僅在諧振頻率工作,與激勵(lì)脈沖寬度無(wú)關(guān),不能激發(fā)多個(gè)聲波頻率

以實(shí)現(xiàn)隨鉆多極子聲源激勵(lì)。加窗函數(shù)調(diào)制的正弦波脈沖激勵(lì)是另一種常用的聲波激勵(lì)方法,近年被用于研究聲波測(cè)井問題[12-14]。本文采用甲乙類推挽功率放大技術(shù),設(shè)計(jì)了一種激勵(lì)參數(shù)可控的門控正弦脈沖激勵(lì)電路,并通過(guò)實(shí)驗(yàn)考察了頻率和帶寬特性,用于多極子隨鉆聲波測(cè)井的聲源激發(fā)。

1 硬件設(shè)計(jì)方案

激勵(lì)電路由發(fā)射主控制器、信號(hào)發(fā)生器和2個(gè)結(jié)構(gòu)相同的激勵(lì)通道及高壓儲(chǔ)能和高壓電源等電路構(gòu)成,其結(jié)構(gòu)原理見圖1。發(fā)射主控制器采用德州儀器公司的數(shù)字信號(hào)處理器TMS320F28335,主要負(fù)責(zé)接收來(lái)自井下儀器總控的命令,包括單極子/四極子模式、門控正弦脈沖激勵(lì)頻率、幅度、相位和周期個(gè)數(shù)等參數(shù)。TMS320F28335內(nèi)部FLASH存儲(chǔ)器內(nèi)預(yù)置了1個(gè)完整周期的門控正弦脈沖采樣數(shù)據(jù),占128 B。主控制器接收到發(fā)射相關(guān)命令且譯碼后,按既定抽取和拼接時(shí)序讀取FLASH存儲(chǔ)器數(shù)據(jù),并輸出到信號(hào)發(fā)生器電路。信號(hào)發(fā)生器由數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC1和DAC2,以及低通濾波器組成,作用是將主控制器傳送的數(shù)字量轉(zhuǎn)化為模擬量,并濾除量化噪聲。為了降低2個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器輸出信號(hào)的非一致性,數(shù)模轉(zhuǎn)換器工作于雙通道同步的過(guò)采樣模式,物理上DAC1和DAC2由1個(gè)12 bit并口數(shù)模轉(zhuǎn)換器AD5447實(shí)現(xiàn),其更新速率高達(dá)21.3 Msps。低通濾波器設(shè)計(jì)為4階有源低通濾波,-3 dB帶寬為30 kHz。

圖1 聲源激勵(lì)系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)圖

信號(hào)發(fā)生器輸出的正弦波脈沖分別傳送到2個(gè)獨(dú)立激勵(lì)通道:激勵(lì)通道I和激勵(lì)通道II。2個(gè)激勵(lì)通道電路結(jié)構(gòu)相同、功能獨(dú)立,分別激勵(lì)相互正交的的2組發(fā)射換能器X和Y,通過(guò)相位控制實(shí)現(xiàn)單極子和四極子模式聲波發(fā)射。每個(gè)激勵(lì)通道由半波整流、功率放大和脈沖變壓器電路構(gòu)成。半波整流電路負(fù)責(zé)分離正弦波脈沖的正半周和負(fù)半周波形,以驅(qū)動(dòng)后級(jí)推挽功率放大的2個(gè)輸入端。信號(hào)經(jīng)功率放大后送至脈沖變壓器升壓以產(chǎn)生高壓脈沖,激勵(lì)發(fā)射換能器X和Y振動(dòng)而輻射聲能量。2通道的高壓電源HV1和HV2由井下低壓直流+15 V逆變升壓到約+120 V后,向1 000 μF電容量的儲(chǔ)能電路蓄能提供。高壓電源可以被發(fā)射主控器關(guān)斷和開啟,以保證在發(fā)射完畢后降低系統(tǒng)功耗。

每個(gè)激勵(lì)通道中,變壓器耦合的甲乙類推挽功率放大是門控正弦脈沖激勵(lì)的核心單元(見圖2)。前級(jí)半波整流輸出的正弦波正半周SIN_P和負(fù)半周SIN_N信號(hào)分別驅(qū)動(dòng)功率放大器Q2和Q3。SIN_P與Q2靜態(tài)工作點(diǎn)設(shè)置VBASP電壓經(jīng)反相加法器U2A疊加,其輸出為正弦波正半周上疊加1個(gè)直流偏置電壓,目的在于減少功率放大信號(hào)的“交越失真”。信號(hào)輸出到Q2功率放大后經(jīng)脈沖變壓器初級(jí)繞組A升壓激勵(lì)換能器M。同理,SIN_N與Q3靜態(tài)工作點(diǎn)設(shè)置電壓VbisN經(jīng)處理后驅(qū)動(dòng)脈沖變壓器初級(jí)繞組B升壓后激勵(lì)換能器M。

圖2 聲源激勵(lì)原理圖

待機(jī)期間,Q2和Q3無(wú)正弦脈沖輸入,輸出近乎為零,脈沖變壓器T1初級(jí)繞組內(nèi)無(wú)交流電流,發(fā)射換能器兩端無(wú)激勵(lì)電壓。發(fā)射期間,當(dāng)位于正弦波脈沖正半周時(shí)刻,Q2導(dǎo)通工作在線性放大區(qū),Q3截止,脈沖變壓器初級(jí)繞組內(nèi)交變電流由中心抽頭HV流向A端,次級(jí)繞組內(nèi)感生高壓,發(fā)射正弦波正半周脈沖。同理,當(dāng)位于正弦波脈沖負(fù)半周時(shí)刻,Q2截止,Q3導(dǎo)通,脈沖變壓器初級(jí)繞組內(nèi)交變電流由中心抽頭HV流向B端,次級(jí)繞組發(fā)射正弦波負(fù)半周脈沖。如此交替往復(fù),加載到發(fā)射換能器兩端的信號(hào)相位相反、幅值相等,形成完整的正弦波高壓脈沖激勵(lì)換能器發(fā)射聲波。

為消除Q2和Q3非工作期間的弱電流和正弦脈沖結(jié)束后的拖尾影響,電路中設(shè)計(jì)了拖尾截?cái)嚯娐?由DRVP_ENB和DRVN_ENB控制。

2 實(shí)驗(yàn)與分析

系統(tǒng)采用環(huán)氧樹脂灌封的YTG-SZ信號(hào)隨鉆聲波測(cè)井發(fā)射換能器,固有諧振頻率15 kHz,靜態(tài)電容C0=14.91 nF。測(cè)試系統(tǒng)見圖3。發(fā)射換能器和接收換能器耦合安裝于鉆鋌的隔聲體兩側(cè),發(fā)射激勵(lì)脈沖通過(guò)1/100分壓和電流采樣及接收信號(hào)送入數(shù)據(jù)采集設(shè)備,獲得數(shù)字化數(shù)據(jù)以便處理。

圖3 測(cè)試系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖

2.1 正弦脈沖頻率測(cè)試

圖4給出了5個(gè)周期門控正弦脈沖激勵(lì)發(fā)射換能器的信號(hào)波形和頻譜。圖4(a)時(shí)域波形圖中,激勵(lì)信號(hào)頻率從2～15 kHz,形態(tài)較好,頻率與發(fā)射換能器的固有諧振頻率無(wú)關(guān),但激勵(lì)電壓幅度高頻低于低頻,分析認(rèn)為系電路與換能器阻抗匹配差異導(dǎo)致。圖4(b)為未歸一化的頻譜圖,主頻對(duì)應(yīng)關(guān)系較好,隨著頻率由高到低變化,帶寬變窄,激勵(lì)能量更為集中,有利于隨鉆聲波測(cè)井隔聲阻帶內(nèi)聲源激勵(lì)。

圖4 正弦波脈沖(3個(gè)周期)激勵(lì)信號(hào)波形圖和頻譜圖

圖5 正弦波與矩形脈沖對(duì)比圖(13 kHz)

圖6 13 kHz激勵(lì)的接收鉆鋌波信號(hào)波形與頻譜圖

2.2 正弦脈沖帶寬測(cè)試

圖6給出了單脈沖和門控正弦脈沖激勵(lì)發(fā)射換能器的高壓波形和頻譜,換能器激勵(lì)頻率13 kHz。圖5(a)時(shí)域波形中,單脈沖峰值電壓約3 100 V,門控正弦脈沖峰-峰值電壓約2 200 V,1～5個(gè)周期的正弦脈沖形態(tài)和幅值一致性較好。圖5(b)為歸一化的頻域幅度譜圖,單脈沖激勵(lì)的頻帶最寬,頂峰平坦,-3 dB帶寬約20 kHz(2～22 kHz);門控正弦脈沖具有明顯的窄頻帶特性,且隨著周期個(gè)數(shù)增加,帶寬變窄,且?guī)捵冋俾试絹?lái)越小。圖5(b)也可看到,單個(gè)周期激勵(lì)的頻譜頻率向低頻偏移,分析認(rèn)為系激勵(lì)脈沖尾部的低頻拖尾影響,電路有待改進(jìn)?？傮w而言,通過(guò)改變門控正弦脈沖的周期個(gè)數(shù)控制激勵(lì)信號(hào)帶寬,將聲源激勵(lì)頻率和激勵(lì)能量有效控制在儀器隔聲體阻帶(如10～15 kHz)內(nèi),可以抑制隔聲阻帶外的鉆鋌波產(chǎn)生。

2.3 接收波形測(cè)試

為進(jìn)一步驗(yàn)證上述結(jié)論,圖6給出了不同周期個(gè)數(shù)正弦脈沖激勵(lì)獲得的接收鉆鋌波信號(hào)波形和頻譜圖,發(fā)射換能器施加的電脈沖頻率13 kHz,隔聲體阻帶12～20 kHz。圖6(a)可以看到,在3～5個(gè)周期個(gè)數(shù)激勵(lì)內(nèi),接收換能器接收到的聲波信號(hào)幅度隨著激勵(lì)周期個(gè)數(shù)的增多而明顯增強(qiáng),5個(gè)激勵(lì)周期后,幅度變化不明顯。分析認(rèn)為,發(fā)射換能器輻射聲波能量在5個(gè)周期左右接近效率最大。圖6(b)給出接收波形的歸一化幅度頻譜圖,考慮13 kHz激勵(lì)主頻處隔聲體衰減是相同的,將13 kHz激勵(lì)主頻的頻譜對(duì)齊處理。隨著激勵(lì)1個(gè)或2個(gè)周期時(shí),10、15 kHz及20 kHz以上具有較大能量通過(guò)隔聲體,3、5、10個(gè)周期激勵(lì)時(shí),13 kHz主頻外通過(guò)隔聲體能量差別不大。結(jié)合圖5(b)分析,1個(gè)或2個(gè)周期個(gè)數(shù)激勵(lì)的信號(hào)具有相對(duì)較寬的帶寬,隔聲阻帶外存在激勵(lì)能量,盡管獲得了隔聲體的衰減,但仍較大。3個(gè)周期以上的激勵(lì)信號(hào)帶寬基本在阻帶內(nèi),故阻帶外幾乎沒有激發(fā)的鉆鋌波成分。

3 結(jié) 論

(1)采用推挽式功率放大技術(shù)設(shè)計(jì)了多極子隨鉆聲波測(cè)井激勵(lì)源,并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)測(cè)試。

(2)正弦波激勵(lì)源施加的激勵(lì)信號(hào)頻率基本與換能器固有頻率無(wú)關(guān),但激勵(lì)功率與阻抗匹配有關(guān),因此,該脈沖源可用于四方位組合換能器的多極子聲源激勵(lì)。

(3)激勵(lì)頻率確定的條件下,通過(guò)改變激勵(lì)信號(hào)的周期個(gè)數(shù),能夠控制激勵(lì)信號(hào)帶寬,從而保證鉆鋌波位于隔聲體阻帶內(nèi),降低數(shù)據(jù)采集電路的濾波要求,提高測(cè)量聲波信號(hào)的信噪比。