鐘倫瓏，胡鐵喬

(中國民航大學(xué) 智能信號與圖像處理天津市重點實驗室，天津 300300)

0 引 言

近年來，隨著我國電信事業(yè)的迅猛發(fā)展，地空通信受干擾的程度越來越嚴(yán)重[1,2]。目前，民航一般采用改頻、監(jiān)測和清查等被動的非技術(shù)手段規(guī)避干擾[3]，不能從根本上解決問題，無線電干擾已經(jīng)成為影響民航飛行安全的一大隱患。

地空通信工作在118 MHz～136.975 MHz甚高頻頻段，采用帶載波雙邊帶幅度調(diào)制，單雙工工作方式，抗干擾性能差，而且鄰近民用頻段眾多，很容易由于泄漏、互調(diào)等原因形成與地空通信頻段相混疊的隨機(jī)干擾，單純采用傳統(tǒng)的時域或空域濾波器很難抑制這些干擾[4,5]?；诟蓴_波形或統(tǒng)計量的特點，胡鐵喬等學(xué)者提出了對應(yīng)的干擾抑制系統(tǒng)方案[3]，但存在抑制效果不佳或計算復(fù)雜等問題。

針對民航地空通信中常見的、且產(chǎn)生惡劣影響的單個持續(xù)干擾抑制問題，利用干擾持續(xù)存在而有用信號時斷時續(xù)的特點，本文基于雙通道結(jié)構(gòu)，提出了一種基于最小二乘的持續(xù)干擾抑制方法，計算簡單且無收斂問題，并且基于“DSP+FPGA”信號處理平臺設(shè)計實現(xiàn)了持續(xù)干擾抑制系統(tǒng)。最后，對本文所提方法進(jìn)行了實驗驗證。

1 基于最小二乘的持續(xù)干擾抑制方法

1.1 系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型

雙通道結(jié)構(gòu)可視為兩陣元天線陣，考慮僅有一個干擾的情形，當(dāng)系統(tǒng)滿足以下條件時：①飛機(jī)與兩陣元的距離比陣元間隔大得多；②飛機(jī)飛行速度不變或相對變化緩慢；③干擾源來自地面，靜止或移動速度很低，兩陣元接收到的信號復(fù)數(shù)形式可以表示成如式(1)的線性瞬時混合模型[6]

(1)

(2)

式中：θ1、θ2分別為有用信號、干擾的來向。

對式(1)所示的陣列信號以間隔Ts進(jìn)行采樣，并整理成矩陣形式，可以得到數(shù)字化陣列信號

x(k)=As(k)+n(k)

(3)

1.2 持續(xù)干擾抑制方法

由于地空通信是半雙工通信，有用信號時有時無，而對地空話音通信造成實質(zhì)影響的干擾一般持續(xù)存在，因此可分兩種情況討論：

(1)僅有持續(xù)干擾

當(dāng)僅有干擾時，式(3)所示的陣列信號可以簡化為

x(k)=a(θ2)s2(k)+n(k)

(4)

對式(4)進(jìn)行塊處理，設(shè)每次處理快拍個數(shù)為N，協(xié)方差矩陣的估值為

(5)

式中：上標(biāo)H為共軛轉(zhuǎn)置。

(6)

式中：上標(biāo)*為共軛。由于兩陣元通道的噪聲互不相關(guān)，且噪聲功率遠(yuǎn)小于干擾功率，設(shè)陣元通道的噪聲功率相同，則式(6)可以表示為

(7)

(2)有用信號與干擾同時存在

當(dāng)同時存在有用信號與干擾時，陣元信號可以表示為

x(k)=a(θ1)s1(k)+a(θ2)s2(k)+n(k)

(8)

(9)

(10)

在兩陣元的條件下，式(10)可簡化成

(11)

(12)

從式(11)和式(12)可以看出，對干擾和有用信號的估計均可用觀測信號進(jìn)行波束形成的方式得到

y(k)=wHx(k)

(13)

式中：w為加權(quán)矢量，y(k)為波束形成后的輸出。

進(jìn)行干擾抑制時，直接使用式(12)求有用信號估計，此時加權(quán)矢量可表示為

(14)

式中：上標(biāo)T為向量的轉(zhuǎn)置。

綜上討論，可以將此種持續(xù)干擾抑制方法歸結(jié)為：當(dāng)僅有干擾存在時，進(jìn)行干擾來向估計，并利用式(14)進(jìn)行加權(quán)矢量更新，否則加權(quán)矢量不變；然后，利用得到的加權(quán)矢量對陣列信號波束形成，即進(jìn)行如式(13)的運算，從而實現(xiàn)自適應(yīng)抑制持續(xù)干擾。

1.3 僅存在持續(xù)干擾的自動識別方法

在進(jìn)行節(jié)1.2的加權(quán)矢量更新時，需要判斷當(dāng)前是否僅有持續(xù)干擾，本文基于對每個處理塊中的信號個數(shù)進(jìn)行自動識別的方法來判斷是否僅存在持續(xù)干擾。

當(dāng)有用信號和干擾同時存在時，根據(jù)式(8)可求得陣元信號的協(xié)方差矩陣

(15)

式(15)的兩特征值可表示為

(16)

當(dāng)僅有干擾時，兩特征值之比為

(17)

當(dāng)有用信號和干擾同時存在時，兩特征值之比為

(18)

比較式(17)和式(18)可以看出：在僅有干擾的時候，協(xié)方差矩陣的特征值之比會比較大；同時存在來向不同的有用信號和干擾時，特征值之比會比較小。因此，可以使用如下的邏輯判斷信號個數(shù)

(19)

式中：ηth為選用的判斷閾值。

使用特征值之比來識別是否僅有持續(xù)干擾的方法特點在于：和陣列信號處理對通道要求一樣，該方法的處理效果和雙通道的一致性、通道的信噪比等因素有關(guān)，但本文僅用到兩個通道，相對于多通道來說，通道的一致性較為容易做到；而且與以兩通道相關(guān)系數(shù)來判斷信號個數(shù)的方法比較而言，本方法可更好地分辨出來向不同情況下的信號個數(shù)問題。

2 持續(xù)干擾抑制系統(tǒng)設(shè)計

2.1 系統(tǒng)方案

在節(jié)1討論的基礎(chǔ)上，可以將本文所提出的基于最小二乘的持續(xù)干擾抑制方法及具體流程如下：

(1)將接收到的兩陣元信號進(jìn)行正交變換，形成復(fù)信號，計算互相關(guān)矩陣，進(jìn)行如式(19)的信號個數(shù)判斷，自動識別信號中是否僅有持續(xù)干擾，若僅有持續(xù)干擾則進(jìn)行步驟(2)，否則進(jìn)行步驟(3)；

(2)計算互相關(guān)矩陣大特征值對應(yīng)的特征向量，利用式(14)進(jìn)行自適應(yīng)加權(quán)矢量更新；

(3)使用步驟(2)得到的加權(quán)矢量對步驟(1)輸出的復(fù)信號進(jìn)行波束形成wHx(k)，得到抑制持續(xù)干擾后的信號。

在上述方法的基礎(chǔ)上，基于軟件無線電思想[9]設(shè)計出如圖1的民航地空通信持續(xù)干擾抑制系統(tǒng)，前端天線1和2接收到兩陣元射頻信號，射頻前端輸出兩路中頻信號，模數(shù)轉(zhuǎn)換將兩路中頻信號轉(zhuǎn)換成中頻數(shù)字復(fù)信號，根據(jù)實現(xiàn)式(19)的監(jiān)視模塊判斷結(jié)果，在僅有干擾時根據(jù)式(14)進(jìn)行自適應(yīng)加權(quán)矢量更新，同時利用此自適應(yīng)加權(quán)矢量進(jìn)行波束形成，解調(diào)器完成干擾抑制后的調(diào)幅信號包絡(luò)檢波，數(shù)模轉(zhuǎn)換輸出音頻信號。圖1虛框中所有模塊在統(tǒng)一的“DSP+FPGA”信號處理平臺上實現(xiàn)。

圖1 雙通道持續(xù)干擾抑制系統(tǒng)方案

2.2 “DSP+FPGA”信號處理平臺

如圖1所示，除了一些模擬功能外，所有的數(shù)字信號處理功能全在“DSP+FPGA”信號處理平臺上實現(xiàn)，完成基于最小二乘的持續(xù)干擾抑制方法和干擾抑制后的地空通信話音輸出。

“DSP+FPGA”信號處理平臺硬件結(jié)構(gòu)如圖2所示，運算資源包括一片浮點數(shù)字信號處理DSP芯片TMS320C6713B和一片現(xiàn)場可編程門陣列FPGA芯片XC5VSX50T。其中DSP主要用于監(jiān)視模塊、加權(quán)矢量更新等運算；FPGA主要用于中頻信號預(yù)處理、波束形成、音頻解調(diào)、串口通信、時鐘管理及中頻能量檢測等運算；DSP和FPGA通過總線相連?？刂谱影迨褂肕SP430單片機(jī)，主要用于中頻自動控制增益AGC電壓控制、音頻控制等操作。模數(shù)接口板完成對兩路中頻信號采樣，以及對FPGA處理的結(jié)果進(jìn)行高速數(shù)模轉(zhuǎn)換，用于驗證中間處理結(jié)果的正確性。同時，信號處理平臺提供調(diào)試接口，以及前面板接口、上位機(jī)接口等機(jī)接口。

3 軟件設(shè)計

3.1 FPGA部分

與干擾抑制功能相關(guān)的FPGA頂層文件功能模塊如圖3所示，圖中主要標(biāo)注了模塊之間的連接信號。在80 MHz時鐘驅(qū)動下，兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD9233依次對兩路1.25 MHz中頻信號進(jìn)行采樣，得到40 MS/s的兩路中頻采樣信號adc1_d和adc2_d。在濾波抽取AD_BPF_Mdl模塊中進(jìn)行數(shù)據(jù)預(yù)處理，包括帶通濾波、下變頻、低通濾波、抽取等，得到200倍抽取后的200 KS/s中頻信號ch1_d和ch2_d，并選擇一路經(jīng)帶通濾波后的40 MS/s中頻采樣信號dac_d送至數(shù)模轉(zhuǎn)換監(jiān)測濾波效果。在正交變換處理Re_Com_Mdl模塊中進(jìn)行復(fù)信號變換與協(xié)方差矩陣計算，得到兩路復(fù)信號ch1_d_r/i、ch2_d_r/i和協(xié)方差矩陣元素Rx_11、Rx_22、Rx_12_r/i，并將協(xié)方差矩陣元素傳遞給DSP，進(jìn)行僅有干擾的自動識別和波束形成加權(quán)矢量更新，兩路復(fù)信號經(jīng)通道選擇后輸出給后面的調(diào)幅解調(diào)模塊。在干擾抑制Inter_Sup_Mdl模塊接收來自DSP的加權(quán)矢量更新w_update，進(jìn)行波束形成，得到干擾抑制后的中頻信號InterSup_o_r/i。在調(diào)幅解調(diào)Dem_Mdl模塊中進(jìn)行包絡(luò)檢波解調(diào)，得到數(shù)字音頻信號dem_o，經(jīng)過數(shù)字音頻輸出aic23_fpga_interf模塊將音頻信號送給控制子板上的AIC23芯片。各個功能模塊的具體實現(xiàn)方法。

圖2 “DSP+FPGA”信號處理平臺硬件結(jié)構(gòu)

圖3 FPGA功能模塊

濾波抽取AD_BPF_Mdl模塊：由二階無限沖激響應(yīng)IIR帶通濾波器、8倍抽取、下變頻、128階有限沖激響應(yīng)FIR低通濾波器、25倍抽取組成，將40 MS/s的中頻數(shù)字信號抽取到200 KS/s。

正交變換處理Re_Com_Mdl模塊：正交變換由延遲器和78階FIR濾波器組成，兩者的輸入時鐘均為20 MHz，其中延遲器延遲39個采樣周期，形成兩路信號的實部，78階FIR濾波器模擬Hilbert變換，形成兩路信號的虛部。協(xié)方差矩陣計算由乘加器實現(xiàn)式(5)運算，得到協(xié)方差矩陣的對角元素Rx_11、Rx_22，以及斜對角元素的實虛部Rx_12_r/i，并送給DSP芯片。

干擾抑制Inter_Sup_Mdl模塊：接收來自Re_Com_Mdl模塊的陣列復(fù)信號和DSP芯片過來的加權(quán)矢量w_update，由乘加器實現(xiàn)如式(13)的波束形成。

調(diào)幅解調(diào)Dem_Mdl模塊：在標(biāo)志位的控制下，對干擾抑制后的中頻信號InterSup_o_r/i或干擾抑制前的中頻信號(ch1_d_r/i/，ch2_d_r/i)包絡(luò)檢波解調(diào)，再通過一低通濾波器得到基帶音頻信號dem_o。FPGA中使用乘加器和開平方器對復(fù)信號取模值，并使用延遲器和乘加器實現(xiàn)一個72階的低通濾波器。

數(shù)字音頻輸出aic23_fpga_interf模塊：由分頻器和并串轉(zhuǎn)換電路組成，生成AIC23的接口協(xié)議信號，其中時鐘信號由控制子板上的AIC23芯片提供。

3.2 DSP部分

DSP程序流程如圖4所示，上電后進(jìn)行初始化并等待FPGA配置完成，然后進(jìn)行系統(tǒng)初始化和控制字初始化，之后進(jìn)入主循環(huán)，每s發(fā)送一次干擾抑制系統(tǒng)的工作狀態(tài)至PC機(jī)。此外，DSP還使用了一個5 ms定時中斷，用來識別是否僅存在持續(xù)干擾的情形和對加權(quán)矢量進(jìn)行更新計算。

圖4 DSP主程序流程

識別信號個數(shù)的監(jiān)視模塊和加權(quán)矢量w更新模塊由一5 ms定時中斷服務(wù)程序?qū)崿F(xiàn)，本質(zhì)是由FPGA生成的200 KHz時鐘信號驅(qū)動的5 ms外部定時中斷，程序流程圖如圖5所示。首先計算協(xié)方差矩陣的特征值，使用三中取二的方法判斷是否僅存在干擾，即變量DisFlag記錄兩特征值之比小于閾值的次數(shù)，連續(xù)判斷3次，如3次中僅有1次或0次小于閾值，則進(jìn)行加權(quán)矢量的更新計算，否則加權(quán)矢量保持不變，3次判斷結(jié)束后清零相應(yīng)的標(biāo)志，并把加權(quán)矢量傳遞給FPGA。

圖5 5 ms外部定時中斷服務(wù)程序流程

4 實驗及結(jié)果分析

4.1 仿真實驗分析

仿真設(shè)置：兩陣元接收干信比SIR=0 dB的地空通信調(diào)幅有用信號與調(diào)頻干擾，采樣率為200 KHz，兩接收通道的信噪比SNR均為30 dB，地空通信信號來向0°，且每1.25 s進(jìn)行通斷，干擾來向20°，持續(xù)存在，對應(yīng)的仿真時序圖如圖6所示。

圖6 仿真時序圖

對前述仿真信號按本文方法進(jìn)行干擾抑制實驗，式(6)中的每次處理快拍數(shù)為2000，實驗結(jié)果如圖7所示，其中圖7(a)為原始未受干擾的原始地空通信話音信號波形，圖7(b)為對兩陣元之一的接收信號直接解調(diào)的信號波形，圖7(c)為利用本文方法進(jìn)行干擾抑制后解調(diào)出來的話音信號波形。由圖7仿真結(jié)果可見：如果不進(jìn)行干擾抑制而直接解調(diào)，解調(diào)出來的信號與原始信號會有很大的不同，而利用本文方法進(jìn)行干擾抑制后再解調(diào)所得的信號波形與原始話音相似。

圖7 原始及干擾抑制前后信號波形

按圖6仿真時序圖通斷來向為0°的地空通信信號，而干擾來向則在-90°～90°以5°為間隔均勻改變，其它仿真條件同前。在每個干擾來向進(jìn)行100次Monte Carlo實驗，得出隨著干擾來向改變時，經(jīng)本文干擾抑制后解調(diào)信號與原始話音信號相關(guān)系數(shù)平均值的變化情況，結(jié)果如圖8所示。由圖8可以看出，即使干擾來向與有用信號來向靠的很近，本文方法也能對干擾進(jìn)行有效抑制，兩者來向相差5度時干擾抑制后解調(diào)信號與原話音信號的相關(guān)系數(shù)仍能達(dá)到0.9左右，而直接解調(diào)方法在各來向都保持很低的相關(guān)系數(shù)，地空通信話音信號無法辨別。

圖8 干擾抑制前后解調(diào)信號與原始話音信號的相關(guān)系數(shù)

4.2 實測數(shù)據(jù)實驗分析

為了驗證干擾抑制實驗系統(tǒng)的功能，使用信號發(fā)生器HP 8657B和R&S SMH分別模擬生成地空通信有用信號和持續(xù)干擾信號后，兩者通過長度不同的電纜連接至兩陣元通道的射頻前端，模擬有用信號和干擾不同來向時陣元的接收時延。

作為一個實際干擾抑制處理效果的例子，圖9給出了在模擬時斷時續(xù)的地空通信有用信號來向0°，而持續(xù)干擾來向8.8°，干信比為0 dB時的干擾抑制效果，其中圖9(a)為干擾抑制后解調(diào)信號波形，可以很清楚地看出原話音信號波形，而圖9(b)為對一路信號進(jìn)行直接解調(diào)的波形，和原話音信號波形有了很大不同。

圖9 實測數(shù)據(jù)干擾抑制前后波形

為了更清晰看出干擾抑制效果，模擬干擾來向8.8°，有用信號來向0°，在各干信比的條件下(0 dB，5 dB，10 dB)統(tǒng)計測試20次。表1給出了相應(yīng)的測試結(jié)果，包含參考語音服務(wù)質(zhì)量的主觀評價標(biāo)準(zhǔn)[10]給出的主觀聽覺感受，和在各種情況下與原語音信號相關(guān)系數(shù)的平均值，可以看出經(jīng)過干擾抑制系統(tǒng)得到的解調(diào)信號在主觀聽覺效果上有了很大提升，在相關(guān)系數(shù)上也較直接解調(diào)有了很大的改變。

表1 干擾抑制效果測試結(jié)果

5 結(jié)束語

對受持續(xù)干擾影響的雙通道地空通信系統(tǒng)進(jìn)行了數(shù)學(xué)建模與分析，提出了基于最小二乘的雙通道持續(xù)干擾抑制方法。而且，以“DSP+FPGA”信號處理平臺為核心，設(shè)計了實現(xiàn)本文所提算法的持續(xù)干擾抑制系統(tǒng)，整個系統(tǒng)也相當(dāng)于一臺完整的具有持續(xù)干擾抑制功能的地空通信接收機(jī)。從仿真結(jié)果來看，所提的持續(xù)干擾抑制算法可以有效地抑制干擾；同時，通過實驗也進(jìn)一步驗證了所提的持續(xù)干擾抑制方法的正確性，并說明了所設(shè)計的持續(xù)干擾自適應(yīng)抑制系統(tǒng)是合理的、有效的。