韓 俊 ，韓金剛 ，黃 河 ，陳皓菲 ，陳 曦 ，史 靜

（1.國網(wǎng)江蘇省電力有限公司經(jīng)濟技術研究院，南京210008；2.上海海事大學物流工程學院，上海 201306；3．國網(wǎng)江蘇省電力有限公司，南京 210000）

近年來，在大功率應用場合，多電平逆變器由于其功率容量大、開關頻率低、輸出諧波小等特點，越來越受到重視，并得到迅速發(fā)展。目前多電平變換器拓撲結構主要可分為二極管箝位型、電容箝位型和級聯(lián)型3種。其中二極管箝位型和電容箝位型逆變器由于存在直流側分壓電容的均壓問題，所以使得箝位式多電平逆變器的應用和推廣受到一定的限制；而級聯(lián)式多電平逆變器由于采用獨立的直流源給各個級聯(lián)單元供電，所以不存在電容均壓問題，在高壓大功率場合受到廣泛關注[1，2]。但是由于各級聯(lián)單元采用獨立隔離電源供電，使得直流電源的數(shù)目增加，或者移相變壓器結構復雜[3-8]。為解決該問題，一些學者提出了一種減少直流電源數(shù)目的混合級聯(lián)多電平電路的方法，即用懸浮電容代替獨立電源作為某個級聯(lián)單元輸入電源。其中獨立電源供電的級聯(lián)單元為主逆變器，懸浮電容供電的級聯(lián)單元為從逆變器[9-17]。帶懸浮電容的主從級聯(lián)式逆變器因需要的獨立電源數(shù)目少，電源利用率高，并且在一定的工作狀態(tài)下可以實現(xiàn)能量的回饋再利用，因此在交流電機調(diào)速應用領域受到廣泛關注。

文獻[9～10]提出了一種基于三電平變換器的主從式變換器，主逆變單元和從逆變單元都是二極管箝位式三電平橋式電路，其中主逆變單元由1個獨立電源供電，而從逆變單元由1組懸浮電容供電。由于懸浮電容的存在，不僅可以提高輸出電平的數(shù)目，降低輸出諧波，而且在電機制動時，通過對電容的控制可以把制動能量存儲在電容內(nèi)，從而提高系統(tǒng)的效率。當這種單電源逆變系統(tǒng)應用于船艦電力傳動系統(tǒng)時，還可以提高系統(tǒng)的容錯性。即當主逆變單元出現(xiàn)故障時，可以通過一定的切換方法，由從逆變單元提供驅(qū)動能量。文獻[11]介紹了一種三相兩電平逆變器與H橋級聯(lián)的主從式逆變器。該逆變器只需一個獨立電源就可以實現(xiàn)三相五電平或三相七電平輸出。文獻[12-13]提出了一種橋式級聯(lián)的主從式逆變器；文獻[14]提出了基于懸浮電容的混合多電平電路的組合方法，典型的拓撲是由1個三相二極管箝位三電平橋式電路與3個H橋級聯(lián)組成，其中二極管箝位三電平逆變電路為從單元，而3個三電平H橋為主單元。由于從單元的存在，使得變流系統(tǒng)的效率、性能、功率因數(shù)和容錯性等方面都得到了一定的改善。但是由于懸浮電容的存在，引入一個新的問題，即懸浮電容的電壓平衡問題，因此增加了控制復雜性。平衡懸浮電容電壓的控制方法主要有兩種：獨立控制和聯(lián)合控制[9]。獨立控制由從逆變單元出發(fā)，把從單元當作一個無功補償單元，控制其輸出的有功功率為0，從而實現(xiàn)電容電壓的穩(wěn)定，但是電壓仍然會有一定的波動，這時需要主單元需要做出一些調(diào)整[10,14-15]。聯(lián)合控制則綜合考慮主/從單元的開關組合狀態(tài)，通過一定的冗余開關組合來控制懸浮電容電壓的穩(wěn)定，這種方法通常需要檢測電容電壓和負載電流方向，而且受限于開關組合[11-13]。

本文在傳統(tǒng)非對稱混合級聯(lián)逆變器的基礎提出了一種主從式逆變器。該逆變器由1個二極管箝位或飛跨電容的非對稱5電平H橋和1個H橋級聯(lián)構成，其中非對稱5電平H橋由獨立電源供電，作為主單元，而對稱H橋作為從單元由懸浮電容供電。與傳統(tǒng)的非對稱混合級聯(lián)逆變電路相比較，該變換器在輸出相同電平的情況下，僅需要1個直流電源。

1 逆變器拓撲結構及工作原理

圖1所示為提出的非對稱主從級聯(lián)式逆變器拓撲，也可以將非對稱H橋上的箝位二極管換成飛跨電容。H1橋是1個非對稱的五電平橋式逆變電路，為主逆變器，由獨立電源供電，輸出電壓為vba；H2橋是一個傳統(tǒng)橋式電路，為從逆變器，由懸浮電容C3供電，輸出電壓為vdc。懸浮電容的電壓為VC3，電流為iC。2個逆變單元經(jīng)過b與c兩點連接起來，最終輸出電壓為vda。

圖1 懸浮電容混合多電平拓撲Fig.1 Hybrid multi-level topology with floating capacitor

設電源電壓為E1，對于非對稱H1橋主逆變器：當開通 S1、S2和 S6時，vba=E1；當開通 S2、S3和S6時，vba=E1/2；當開通 S1、S2和 S5或者開通 S3、S4和 S6時，vba=0；當開通 S2、S3和 S5時，vba=-E1/2；當開通 S3、S4和 S5時，vba=-E1。

對于從逆變器，假設懸浮電容電壓穩(wěn)定在E2時：當開通 S7和 S10時，vdc=E2；當開通 S7和 S9或者開通 S8和 S10時，vdc=0；當開通 S8和 S9時，vdc=-E2。

逆變器級聯(lián)后輸出電壓vda可以確定為

對于該拓撲，當主從逆變器直流母線電壓比不同時，輸出電平數(shù)也不同，即改變直流側電壓比可以使逆變器輸出不同的電平數(shù)，最多可以達到15電平。比如，當E1:E2=2:1時，該逆變器可以輸出7電平。與傳統(tǒng)橋式級聯(lián)電路相比較，該電路拓撲主要的特點是：在輸出同樣電平的情況下，每相只需要10個開關管，減少了開關管的個數(shù)；非對稱的3H橋右邊橋臂的2個開關管比其他開關管的開關頻率低，但是承受電壓高，可以用低頻高壓的電力電子器件來代替；每相只需要一個獨立直流源。

2 懸浮電容電壓平衡控制

由于從逆變器由懸浮電容供電，而懸浮電容電壓將隨著電流的輸出而波動，這必然要導致逆變器輸出電壓的諧波含量增加，在某些極限的情況下甚至可能損壞開關器件，因此，控制懸浮電容電壓穩(wěn)定，或者令其在允許的范圍波動，成為逆變器正常工作的關鍵。本文以逆變器輸出7電平為例進行分析，此時主從逆變器直流母線電壓比為2:1。

設電源電壓為2E，懸浮電容電壓為E，忽略逆變器的開關損耗，簡化電路模型如圖2（a）所示，vba為主逆變器輸出電壓，vdc為從逆變器輸出電壓，負載電壓vda，而io為負載電流。當負載為感性負載時，一個周期內(nèi)逆變器等效輸出電壓和電流波形如圖2（b）所示，圖中θ表示電壓波形的電角度，在0～π/2內(nèi)。

（1）當 0＜θ＜θ1時 io＜0，θ1為電壓由 0 電平向 1 電平變化時的電角度，此時vda=0。若vba=-E，vdc=E，此時給懸浮電容充電；若vba=E，vdc=-E，懸浮電容放電；若vba=0，vdc=0，懸浮電容電壓保持恒定。

（2）當 θ1＜θ＜θ2時 io＜0，θ2為電流過零時的電角度，此時輸出電壓vda=E。若vba=0，vdc=E，負載回饋能量給懸浮電容充電；若vba=2E，vdc=-E，懸浮電容放電，同時負載也回饋能量；若vba=E，vdc=0，懸浮電容既不充電也不放電，電壓保持恒定。

（3）當 θ2＜θ＜θ3時 io＞0，θ3為電壓由 1 電平向 2 電平變化時的電角度，此時輸出電壓vda=E。若vba=2E，vdc=-E，電源給懸浮電容充電；若 vba=0，vdc=E，懸浮電容放電；若vba=E，vdc=0，懸浮電容既不充電也不放電。

（4）當 θ3＜θ＜θ4時 io＞0，θ4表示由 2 電平向 3 電平變化時的電角度，此時輸出電壓vda=2E。若vba=2E，vdc=0，懸浮電容電壓保持恒定，若vba=E，vdc=E，懸浮電容放電，給負載供電。

（5）當 θ4＜θ＜π/2 時 io＞0，輸出電壓 vda=3E。此時vba=2E，vdc=E，懸浮電容放電。

在π/2～π內(nèi)，工作情況類似，這里不再詳細介紹。從以上分析可以知道，電容充放電狀態(tài)與開關組合及逆變器電流方向相關，其關系如表1所示，表中1表示開關開通，0表示開關斷開。

圖2 逆變器簡化輸出電壓電流波形Fig.2 Simplified waveforms of voltage and current output from the converter

根據(jù)表1可知，變流器輸出電壓為2E時，根據(jù)開關組合和負載電流可以確定懸浮電容的充放電狀態(tài)，同時檢測電容電壓，根據(jù)電容電壓值選擇合適的開關組合，這樣就可以得到懸浮電容電壓平衡的控制基本邏輯[11,15]：即當懸浮電容電壓低于設定的電壓時，選擇可以提高電容電壓的開關組合；當懸浮電容電壓高于設定的電壓時，選擇可以給懸浮電容放電的開關組合。

表1 輸出電壓組合與懸浮電容狀態(tài)Tab.1 Combination modes of output voltage and state of floating capacitor

圖3 調(diào)制和電容電壓平衡控制原理Fig.3 Principle of modulation and capacitor voltage balance control

根據(jù)上文分析，設計了懸浮電容電壓平衡控制策略，原理如圖3所示。在每個開關周期，測量電容電壓和負載電流的方向。把懸浮電容電壓送入滯環(huán)比較器進行比較，當電容電壓大于滯環(huán)比較器的上限值時，控制信號SV=1，同時根據(jù)當前時刻負載電流的方向以及PWM的比較結果，根據(jù)表1優(yōu)先使用電容放電的開關組合，控制懸浮電容放電，使懸浮電容兩端的電壓降低；如沒有合適的組合，則無法控制電容電壓；當電容電壓小于滯環(huán)比較器的下限值時，控制信號SV=0，同時根據(jù)電流的方向以及PWM的比較結果，優(yōu)先選擇使得電容充電的開關組合，控制懸浮電容充電，使懸浮電容兩端的電壓升高；如沒有合適的組合，則電容電壓繼續(xù)下降。滯環(huán)比較器的電壓設定范圍可以根據(jù)工作情況進行調(diào)整，比如可以設定在參考電壓的±10%之內(nèi)。

3 系統(tǒng)仿真與實驗

3.1 仿真結果

在Matlab/Simulink環(huán)境中搭建了系統(tǒng)的仿真模型，仿真參數(shù)為：直流電源電壓E1=48 V，設定懸浮電容電壓VC3=24 V，懸浮電容C3=4 700 μF，調(diào)制比ma=0.78，開關頻率f=2.5 kHz，感性負載電阻R=14.6 Ω，電感L=34.4 mH。圖4給出了懸浮電容開始充電和穩(wěn)定狀態(tài)下的仿真波形。從圖4（a）中可以看出，逆變器啟動階段，由于懸浮電容的電壓初始值為0，電容處于充電狀態(tài)，此時輸出電壓和電流波形畸變較大；當懸浮電容電壓逐漸達到設定電壓后，輸出電壓和充放電電流才達到動態(tài)穩(wěn)定狀態(tài)，電容電壓波動也處于合理的范圍內(nèi)，如圖4（b）所示；如圖4（c）所示，啟動時，懸浮電容處于充電狀態(tài)，電容電壓逐步增大；穩(wěn)態(tài)時，懸浮電容的充放電電流基本對稱，如圖4（d）所示；圖4（e）為穩(wěn)態(tài)運行時2個級聯(lián)單元的輸出電壓波形；圖4（f）為逆變器輸出的電壓和電流波形。

3.2 實驗結果

為了驗證所提拓撲的有效性，搭建了1臺小功率的實驗裝置。主電路參數(shù)為：直流電源電壓E1=48 V，設定懸浮電容電壓VC3=24 V，調(diào)制比ma=0.78，開關頻率波頻f=2.5 kHz，感性負載電阻R=14.6 Ω，電感L=34.4 mH，懸浮電容大小C3=4 700 μF，開關管采用IGBT IRGP35B60。PWM控制信號用FPGA來產(chǎn)生，選用XILINX公司SPARTAN-3E開發(fā)板。圖5給出了懸浮電容開始充電和穩(wěn)定狀態(tài)下的實驗波形。如圖5（a）所示，在啟動過程中，電容電壓逐步上升最后逐步穩(wěn)定，此時逆變器的輸出電壓波形如圖5（b）所示，而逆變器的輸出電流和電容電流如圖5（c）所示。在穩(wěn)態(tài)運行時，變流器2個級聯(lián)單元的輸出電壓波形如圖5（d）所示，此時懸浮電容的電壓在一個允許范圍內(nèi)保持波動，輸出較理想的正弦波電流，如圖5（e）所示。

圖4 仿真結果Fig.4 Simulation results

圖5 逆變器的實驗波形Fig.5 Experimental waveforms of converter

4 結語

本文提出了出了一種基于懸浮電容的主從式逆變器。該逆變器由一個二極管箝位或飛跨電容的非對稱五電平H橋和一個H橋級聯(lián)構成，其中主逆變單元由獨立電源供電，而從單元由懸浮電容供電。與傳統(tǒng)的級聯(lián)式逆變器相比，帶懸浮電容的級聯(lián)式逆變器減少了獨立直流源的個數(shù)，提高了直流源的利用率。通過檢測懸浮電容的電壓和負載電流的方向以及冗余的組合狀態(tài)，初步實現(xiàn)了懸浮電容電壓的平衡控制。本文以7電平混合級聯(lián)型逆變器為例進行了分析、仿真和實驗，仿真和實驗結果初步驗證了理論的可行性和正確性，但是受條件所限，如應用于高壓大功率的場合需要進一步驗證。