廖 磊，侯世英，陳劍飛，饒 嬈，孫 韜

(重慶大學 輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國家重點實驗室，重慶 400044)

0 引言

多電平逆變器能以耐壓值較低的開關(guān)器件組合輸出諧波含量低、電磁干擾小的多電平電壓，廣泛應(yīng)用于中高壓大功率電能變換場合[1- 4]。

隨著電平數(shù)的增加，傳統(tǒng)的多電平逆變器所需要的開關(guān)器件較多，結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且存在著逆變器效率低、價格昂貴等問題。混合多電平逆變器采用不同耐壓值的開關(guān)器件，能以較少的功率開關(guān)和直流電源輸出較多的電平數(shù)，提高了輸出電壓諧波特性、功率密度等，成為了多電平逆變器的一個發(fā)展趨勢[5]。文獻[6]首次提出利用不同耐壓值的開關(guān)器件將不同電壓等級的功率單元進行級聯(lián)的混合多電平逆變器，實現(xiàn)以較少的開關(guān)器件輸出較多的電平數(shù)。此后，大量的類似新拓撲層出不窮，其中非對稱混合多電平逆變器僅采用單個獨立電源就能得到較多電平數(shù)，極大地提高了該類拓撲的性價比[7-10]。

由于在同一拓撲中采用了2種不同耐壓值的開關(guān)器件，其工作方式也與傳統(tǒng)的多電平逆變器不同。耐壓值高的開關(guān)器件因其開關(guān)頻率的限制一般工作在低頻狀態(tài)，耐壓值較低的開關(guān)器件一般工作在高頻狀態(tài)，因此此類拓撲一般采用了混合調(diào)制的方式進行控制[11-17]。文獻[7]采用了一種方波合成與消諧波三角載波脈沖寬度調(diào)制(PWM)相結(jié)合的控制方式，該控制方式雖然能使得混合逆變器輸出五電平，但存在直流側(cè)電容中點電壓波動較大的問題，且只能在一個基波周期內(nèi)實現(xiàn)平衡；文獻[10]針對類似拓撲，采用了一種載波層疊的調(diào)制方式，其高頻動作的開關(guān)只有2個，存在相同耐壓值的開關(guān)損耗分布不均、等效開關(guān)頻率較低的問題；文獻[15]提出一種混合載波PWM方法，高壓單元采用低頻載波進行調(diào)制，低壓單元采用高頻調(diào)制，雖能保證逆變器具有良好的波形輸出，但其控制較復(fù)雜；文獻[16]利用電容電壓的采樣信息選擇所需開關(guān)狀態(tài)，該控制方式控制較復(fù)雜且需要增加采樣環(huán)節(jié)。

本文以電容箝位型混合五電平逆變器為研究對象，分析了其工作原理以及電容電壓的平衡控制過程，提出了一種單載波雙調(diào)制波PWM策略。該調(diào)制策略能使電容電壓在一個載波周期內(nèi)保持平衡，同時只需一路載波就能實現(xiàn)對該混合五電平逆變器的控制，降低了控制難度，最大限度地節(jié)約了數(shù)字信號處理器(DSP)的片上資源。

1 混合五電平逆變器的工作原理

1.1 電容箝位型混合五電平逆變器

圖1 電容箝位型混合五電平逆變器的拓撲Fig.1 Topology of capacitor-clamped hybrid five-level inverter

電容箝位型混合五電平逆變器的拓撲如圖1所示。左半橋采用了電容箝位型三電平逆變器，由2個基本半橋構(gòu)成，S1、S2構(gòu)成了上半橋，S3、S4構(gòu)成了下半橋，上、下2個半橋通過電容進行箝位。當電容C上的電壓為E時，左半橋各個開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力均為E。右半橋為常見的兩電平半橋單元，各開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力2E。由于左、右兩半橋開關(guān)器件所承受的電壓應(yīng)力不同，所以可分別采用2種不同耐壓值的開關(guān)器件，其中左半橋可采用耐壓值低但開關(guān)速度較快的開關(guān)器件，如絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)，右半橋可選擇耐壓值高但開關(guān)速度相對較低的開關(guān)器件，如門極可關(guān)斷晶閘管(GTO)。

通過特定的開關(guān)狀態(tài)組合,可得到該混合五電平逆變器的五電平電壓輸出為±2E、±E、0。S1與S4、S2與S3、S5與S6分別為互補導(dǎo)通的開關(guān)對。

電源電壓為2E，電容電壓保持為E，開關(guān)導(dǎo)通時定義為“1”，關(guān)斷定義為“0”，以電源負端n為參考點，得到左半橋輸出電壓的開關(guān)函數(shù)為：

(1)

其中，UAn為A點相對于n點的電壓；UC為電容電壓；S1、S2分別為開關(guān)S1、S2的開關(guān)狀態(tài)。

右半橋輸出電壓的開關(guān)函數(shù)為：

(2)

其中，UBn為B點相對于n點的電壓；S5為開關(guān)S5的開關(guān)狀態(tài)。

由此得到該逆變器輸出電壓的開關(guān)函數(shù)為：

(3)

1.2 電容電壓控制

在電容箝位型混合五電平逆變器中,電容電壓的大幅度波動將使得逆變器輸出波形中包含大量諧波分量，同時也使得左半橋各開關(guān)器件上承受的電壓應(yīng)力不同,嚴重時將會影響整個系統(tǒng)的正常工作。

如圖2所示，假設(shè)負載為RL負載，電容電流與負載電流存在如下關(guān)系：

(4)

其中，iL為負載電流；iC為流入電容的電流；S3、S4、S6分別為開關(guān)S3、S4、S6的開關(guān)狀態(tài)。

圖2 混合五電平逆變器帶RL負載Fig.2 Hybrid five-level inverter with RL load

電容在任一載波周期的充放電過程中，電容電壓為：

(5)

其中，n表示第n個載波周期；TS為載波周期；tn為第n個載波周期內(nèi)的開關(guān)導(dǎo)通時間。

由式(5)可知，只要保證在一個載波周期內(nèi)電容C上的充電量等于放電量就能使其電壓保持平衡。

表1給出了負載電流為正時逆變器輸出電壓及對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)。由表1可知，當輸出電壓為E和-E時， 存在2種冗余的開關(guān)狀態(tài)，并且在這2種開關(guān)狀態(tài)下的電容充放電狀態(tài)不同，充分利用冗余的開關(guān)狀態(tài)能使電容在一個載波周期內(nèi)的充放電量相等。

表1 逆變器輸出對應(yīng)電平的開關(guān)狀態(tài)Table 1 Switch states of inverter corresponding to output level

2 單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略的基本原理

2.1 傳統(tǒng)調(diào)制策略存在的不足

為了便于說明其他調(diào)制策略在電容電壓平衡控制上存在的不足，首先分析了傳統(tǒng)調(diào)制策略下電容電壓的波動情況。

文獻[17]提出了一種基于雙調(diào)制波的調(diào)制方法，圖3為該調(diào)制策略下一個載波周期的調(diào)制過程，圖中uref為參考電壓，CC為電容狀態(tài)。在該調(diào)制策略下，一個載波周期內(nèi)調(diào)制波與載波僅存在2個交點，因此只能控制1組互補開關(guān)的開斷動作。

圖3 傳統(tǒng)調(diào)制策略下的電容電壓控制Fig.3 Control of clamped-capacitor voltage under traditional modulation strategy

圖4給出了該調(diào)制策略下電容箝位型混合五電平逆變器的開關(guān)切換路徑。當電壓由2E切換到E時，可以有2種切換方式：A1到B1或A1到B2。由表1可知，當開關(guān)狀態(tài)從A1切換到B1或B2時，動作的開關(guān)只需1組，但當開關(guān)狀態(tài)既能從A1切換到B1也能切換到B2時，動作的開關(guān)則需要2組。在傳統(tǒng)調(diào)制策略下，由于每個載波周期內(nèi)調(diào)制波與載波有且僅存在2個交點，因此只能完成1組開關(guān)的開關(guān)切換，無法靈活地選擇冗余的開關(guān)狀態(tài)，不能實現(xiàn)電容電壓在一個載波周期內(nèi)平衡。

圖4 傳統(tǒng)調(diào)制策略下開關(guān)狀態(tài)切換路徑Fig.4 Commutation paths of switch state under traditional modulation strategy

2.2 新單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略

多電平逆變器在基于基波的PWM方法中，具有調(diào)制波、載波方面的多個控制自由度。傳統(tǒng)的載波調(diào)制策略無法充分利用開關(guān)的冗余狀態(tài)，電容電壓在一個載波周期內(nèi)無法保持平衡。本文針對電容箝位型混合多電平逆變器的特點以及考慮到電容電壓的平衡問題，提出了一種單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略。該調(diào)制策略充分利用了開關(guān)的冗余狀態(tài)，使得電容電壓在一個載波周期內(nèi)平衡。

采用單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略驅(qū)動混合五電平逆變器時，其原理如圖5所示。該調(diào)制策略采用了1路三角載波與2路經(jīng)過處理的正弦半波ua和ub比較形成相應(yīng)的開關(guān)信號，其中ua用于生成開關(guān)S2和S3的驅(qū)動信號，ub用于生成開關(guān)S1和S4的驅(qū)動信號，uref為正弦參考信號，Utr為三角載波的幅值，utr為三角載波的瞬時值。

圖5 單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略Fig.5 Single carrier and dual-moudulation waves PWM strategy

其中，ua=|uref|，任意時刻的參考信號ua和ub存在如下關(guān)系：

ub=Utr-ua

(6)

圖5(b)給出了該調(diào)制策略的控制邏輯關(guān)系，邏輯信號D、E′、F與各調(diào)制信號的關(guān)系如式(7)—(9)所示。

(7)

(8)

(9)

式(10)給出了邏輯信號D、E′、F與開關(guān)信號S2、S4、S5的關(guān)系。

(10)

每個載波周期內(nèi)的調(diào)制波與載波存在4個交點，所以可以分別控制2組開關(guān)的開斷，開關(guān)之間的切換路徑也由原來的1種路徑變?yōu)槎喾N路徑，見圖6。

圖6 新調(diào)制策略下的開關(guān)切換路徑Fig.6 Commutation paths of switch state under novel modulation strategy

由式(5)可知只要電容在一個載波周期內(nèi)保持充放電量相等，就能實現(xiàn)電容電壓的平衡。當載波比足夠高時，同一載波周期內(nèi)調(diào)制波和負載電流可認為保持不變，電容電壓平衡的條件是：電容的充電時間和放電時間相等。圖7給出了任一載波周期內(nèi)的開關(guān)動作過程。

圖7 新調(diào)制策略的電容電壓控制Fig.7 Control of clamped-capacitor voltage under novel modulation strategy

由圖7可知載波在0～TS/2階段可以表示為：

(11)

將ua代入式(11)可得開關(guān)S1的導(dǎo)通時間為：

(12)

結(jié)合式(6)可以得出開關(guān)S2的導(dǎo)通時間為：

(13)

由此可得：

t3=t1+t5

(14)

電容在一個載波周期內(nèi)充放電時間相等，所以本文所提單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略能保證電容電壓波動最小，在一個載波周期內(nèi)保持平衡。同時，在該調(diào)制策略下由于每個載波周期內(nèi)開關(guān)的動作次數(shù)為4次，所以輸出電壓的等效開關(guān)頻率也提高了1倍，有利于減小輸出濾波器的體積。

此外，由圖5可知該調(diào)制策略僅采用了1路三角載波，因此只需DSP片上的1個ePWM模塊就能實現(xiàn)該混合五電平逆變器的控制，節(jié)約了DSP片上資源，避免了2個ePWM模塊之間的同步問題。

2.3 仿真對比

為了說明本文所提調(diào)制策略的優(yōu)勢，給出了2種不同調(diào)制策略下的仿真對比。

仿真參數(shù)設(shè)置為：直流電源電壓為200 V；開關(guān)頻率為5 kHz；電容C=470 μF；初始電壓為100 V；負載為RL負載，其中R=10 Ω，L=2 mH。圖8為文獻[17]中所提調(diào)制策略下的仿真結(jié)果，由仿真結(jié)果可知該調(diào)制策略不能充分利用開關(guān)的冗余狀態(tài)對電容電壓進行有效控制，電容電壓無法保持穩(wěn)定，輸出電壓最終退化為三電平，在三電平情況下，其諧波含量較大，輸出電壓的總諧波畸變率(THD)為112.3%。圖9給出了本文所提調(diào)制策略的仿真波形，由仿真結(jié)果可知，電容電壓能很好地穩(wěn)定在100 V左右，且波動較小，輸出電壓的THD為34.22%，其中最大的單次諧波幅值為12%左右，其余次諧波均在6%以下，同時在相同的開關(guān)頻率下，輸出電壓的等效開關(guān)頻率比傳統(tǒng)調(diào)制策略下的提高了1倍。

圖8 傳統(tǒng)調(diào)制策略下的仿真結(jié)果Fig.8 Simulative results under traditional modulation strategy

圖9 新調(diào)制策略下的仿真結(jié)果Fig.9 Simulative results under novel modulation strategy

3 實驗方案及驗證

為了說明本文所提調(diào)制策略的正確性和可行性，以DSP28335為控制核心搭建了該混合五電平逆變器的實驗平臺。DSP輸出3路驅(qū)動信號，2路高頻信號由ePWM模塊輸出，基頻信號由GPIO口輸出，信號通過光纖通信傳輸?shù)津?qū)動板，驅(qū)動信號S1和S4、S2和S3、S5和S6互補，取反過程在硬件電路上實現(xiàn)，死區(qū)時間為1.5 μs。

為了方便說明該調(diào)制策略在DSP資源配置上的優(yōu)勢，給出了其軟件流程圖如圖10所示。相比其他調(diào)制策略，該調(diào)制策略僅采用了1個ePWM模塊，不存在多個ePWM模塊之間的同步問題。同時整個控制過程只包含1個中斷服務(wù)子程序ISR(Interrupt Service Routines)，算法的執(zhí)行效率更高。所提單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略最大限度地節(jié)約了DSP片上外設(shè)資源，使單個DSP芯片能驅(qū)動更多類似的拓撲。

圖10 軟件流程圖Fig.10 Software flowchart

實驗參數(shù)設(shè)置為：直流電源電壓為30 V；輸出電壓頻率為50 Hz；開關(guān)頻率為5 kHz；電容C=470 μF，初始電壓為15 V；負載為RL負載，其中R=10 Ω，L=2 mH。圖11為調(diào)制比m=0.9時的實驗結(jié)果。

圖11 調(diào)制比m=0.9時的實驗結(jié)果Fig.11 Experimental results when m=0.9

實驗結(jié)果證明了本文所提單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略能保證良好的波形輸出，其輸出電壓UAB的THD為35.14%，電流iL的THD為4.15%。同時在該調(diào)制策略下電容電壓在一個載波周期內(nèi)保持平衡，電容電壓的波動較小。

4 結(jié)論

本文研究了電容箝位型混合五電平逆變器的工作原理和電容電壓的平衡控制問題，提出了一種新穎的單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略，該調(diào)制策略具有以下特點：

a. 能夠在一個載波周期內(nèi)使得電容充電時間與放電時間相等，解決了電容電壓平衡問題；

b. 只需DSP芯片上的1個ePWM模塊就能實現(xiàn)混合五電平逆變器的控制，不存在多個ePWM模塊之間的同步問題，算法簡單，更容易實現(xiàn)。