蔡青松，楊 中，賈曉云，喬樹(shù)山，樊曉華

(1. 中國(guó)科學(xué)院 微電子研究所，北京 100029；2. 中國(guó)科學(xué)院大學(xué) 電子電氣與通信工程學(xué)院，北京 100049)

在現(xiàn)代無(wú)線通信系統(tǒng)中，頻率綜合器需要為收發(fā)機(jī)提供高分辨率、低相位噪聲、快速穩(wěn)定的本振信號(hào)．通常頻率綜合器是基于鎖相環(huán)架構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)的，簡(jiǎn)稱為鎖相環(huán)(Phase-Locked Loop，PLL)綜合器．而PLL普遍采用電感電容型壓控振蕩器(L-CVoltage Controled Oscillator，LCVCO)，相對(duì)于環(huán)形壓控振蕩器，具有優(yōu)異噪聲性能和較高輸出頻率的特點(diǎn)．LCVCO 可利用開(kāi)關(guān)電容陣列來(lái)覆蓋所要求的頻率范圍，同時(shí)保持VCO頻率調(diào)諧增益KVCO不會(huì)隨輸出頻率的變化而變化，而是恒定在一個(gè)較低的值．所以PLL綜合器能同時(shí)實(shí)現(xiàn)寬頻段的調(diào)諧范圍和優(yōu)異的噪聲性能．然而這種頻率綜合器架構(gòu)需要一個(gè)VCO頻率校準(zhǔn)過(guò)程(粗調(diào))，其主要功能是在閉環(huán)鎖定過(guò)程(細(xì)調(diào))之前給出最合適的開(kāi)關(guān)電容子帶，如此PLL綜合器頻率捕捉、鎖定過(guò)程的時(shí)間就會(huì)增加．隨著PLL環(huán)路帶寬的增加，閉環(huán)鎖定時(shí)間是越來(lái)越短，相應(yīng)的頻率校準(zhǔn)時(shí)間所占PLL整個(gè)鎖定時(shí)間的比例越來(lái)越大，所以快速頻率校準(zhǔn)技術(shù)也成為當(dāng)前PLL綜合器研究的熱點(diǎn)，尤其是運(yùn)用于跳頻通信系統(tǒng)的PLL綜合器．除了校準(zhǔn)時(shí)間外，校準(zhǔn)分辨率也是需要考慮的問(wèn)題，因?yàn)樗鼪Q定著頻率校準(zhǔn)結(jié)果的準(zhǔn)確性．此外，還需要考慮校準(zhǔn)電路能否運(yùn)用在分?jǐn)?shù)頻率鎖相環(huán)上．

為此，文中提出一種能運(yùn)用于分?jǐn)?shù)頻率鎖相環(huán)的快速、準(zhǔn)確的頻率校準(zhǔn)技術(shù)．在保持校準(zhǔn)分辨率不變的情況下，該技術(shù)能有效地減小總校準(zhǔn)時(shí)間，對(duì)于多位寬開(kāi)關(guān)電容陣列的分?jǐn)?shù)頻率綜合器，其校準(zhǔn)的優(yōu)勢(shì)更顯著．

1 頻率校準(zhǔn)技術(shù)分析與對(duì)比

傳統(tǒng)頻率校準(zhǔn)的實(shí)現(xiàn)方式一般可以分為兩種: 周期比較和計(jì)數(shù)比較．周期比較方法利用時(shí)間電壓轉(zhuǎn)換器將VCO分頻后信號(hào)周期和參考時(shí)鐘周期TREF轉(zhuǎn)換為電壓值，隨后電壓比較器判決這兩個(gè)電壓值的大小來(lái)調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)電容陣列的頻率子帶．盡管這種結(jié)構(gòu)校準(zhǔn)時(shí)間短[1-2]，但是它的最小校準(zhǔn)分辨率受限于參考頻率fREF，且僅在整數(shù)頻率鎖相環(huán)中得到驗(yàn)證．此外，這種結(jié)構(gòu)中的時(shí)間電壓轉(zhuǎn)化器和電壓比較器等主要模塊都是基于模擬電路的設(shè)計(jì)，易受電路失配、電源和地噪聲干擾的影響．

圖1 傳統(tǒng)頻率校準(zhǔn)技術(shù)

計(jì)數(shù)比較方法[3-11]可進(jìn)一步分為相對(duì)頻率比較和頻率偏移檢測(cè)．相對(duì)頻率比較方法在固定時(shí)間內(nèi)分別對(duì)VCO分頻后的信號(hào)和參考時(shí)鐘信號(hào)計(jì)數(shù)后，直接比較計(jì)數(shù)器的結(jié)果來(lái)決定如何調(diào)節(jié)頻率子帶[3-8]．結(jié)合二分搜尋算法，子帶搜尋次數(shù)減小到開(kāi)關(guān)電容陣列控制字的位寬數(shù)．通過(guò)增加校準(zhǔn)電路中計(jì)數(shù)器的工作頻率來(lái)減小每次搜尋步驟中計(jì)數(shù)時(shí)間tRFC，可加快整個(gè)校準(zhǔn)過(guò)程的速度．但是這種方法不能保證最后給出的頻率子帶是最合適的，正如圖1(a)所示，在給定目標(biāo)頻率fT，4 bit 開(kāi)關(guān)電容陣列中的最合適的頻率子帶控制位為1100，但是相對(duì)頻率比較方法給出最終子帶控制位卻為1101．這是因?yàn)榇朔椒ㄔ诿看嗡褜げ襟E中只給出頻率子帶的調(diào)節(jié)方向，而沒(méi)有考慮頻率子帶與目標(biāo)頻率的誤差量．與相對(duì)頻率比較方法相比，圖1(b)所示的頻率誤差檢測(cè)方法能有效提高校準(zhǔn)準(zhǔn)確度，不過(guò)在每次搜尋步驟中它需要較長(zhǎng)的計(jì)數(shù)時(shí)間tFED來(lái)計(jì)算當(dāng)前頻率子帶的中心頻率與目標(biāo)頻率的絕對(duì)偏移量，并且頻率分辨率越高，所需的時(shí)間就越長(zhǎng)．雖然文獻(xiàn)[9-10]同時(shí)對(duì)多個(gè)同頻正交信號(hào)計(jì)數(shù)，能將校準(zhǔn)時(shí)間減小到 10 μs 以下，但是這些校準(zhǔn)電路需要高速分頻器來(lái)產(chǎn)生同頻正交信號(hào)，必然使得芯片的面積和功耗得以增加．此外，上述所提及的頻率校準(zhǔn)方法的校準(zhǔn)時(shí)間和開(kāi)關(guān)電容陣列的控制字位寬仍保持著線性關(guān)系．

圖2 文中的頻率校準(zhǔn)技術(shù)

2 提出的頻率校準(zhǔn)技術(shù)

圖2為文中提出的校準(zhǔn)技術(shù)的頻率調(diào)節(jié)過(guò)程．當(dāng)開(kāi)關(guān)電容陣列的頻率子帶與目標(biāo)頻率較遠(yuǎn)時(shí)，如圖2中控制位為32，12，8的頻率子帶，此時(shí)的校準(zhǔn)過(guò)程不需要很高的校準(zhǔn)分辨率去計(jì)算頻率子帶的中心頻率與目標(biāo)頻率fT的誤差量，也不需要判斷這些頻率子帶是否是最合適，僅需辨別當(dāng)前頻率子帶的中心頻率與目標(biāo)頻率fT的大小[4-5]，所以這些頻率子帶的校準(zhǔn)過(guò)程可以采用相對(duì)頻率比較方法．由于這些頻率子帶與目標(biāo)頻率fT之間有較大的頻率偏差，每次搜尋過(guò)程花費(fèi)很短的計(jì)數(shù)時(shí)間tRFC就能分辨出頻率子帶的調(diào)節(jié)方向，進(jìn)而迅速調(diào)節(jié)頻率子帶向目標(biāo)頻率fT靠近．

當(dāng)開(kāi)關(guān)電容陣列的頻率子帶靠近目標(biāo)頻率fT時(shí)，比如圖2中控制位為16，15，14的頻率子帶，頻率校準(zhǔn)利用頻率誤差檢測(cè)方法來(lái)實(shí)現(xiàn)高分辨率的校準(zhǔn)過(guò)程，實(shí)時(shí)地計(jì)算當(dāng)前子帶的中心頻率與目標(biāo)頻率的絕對(duì)偏差，并從這些子帶中找到最小頻率誤差的控制字．當(dāng)然，這些頻率子帶的校準(zhǔn)過(guò)程仍需要較長(zhǎng)的計(jì)數(shù)時(shí)間tFED，但與文獻(xiàn)[9-10]的傳統(tǒng)頻率誤差檢測(cè)方法相比，需要長(zhǎng)時(shí)間計(jì)數(shù)的次數(shù)卻減小了一半．文中提出的頻率校準(zhǔn)技術(shù)在每次搜尋步驟中，計(jì)數(shù)時(shí)間是隨著子帶與目標(biāo)頻率的偏移量變化而動(dòng)態(tài)改變的，所以整個(gè)校準(zhǔn)過(guò)程在不犧牲校準(zhǔn)分辨率的情況下所需的校準(zhǔn)時(shí)間很短．

3 電路結(jié)構(gòu)分析與實(shí)現(xiàn)

3.1 運(yùn)用提出的校準(zhǔn)技術(shù)的分?jǐn)?shù)頻率綜合器

圖3為詳細(xì)的頻率校準(zhǔn)流程圖，圖4為分頻頻率綜合器的整體框架圖．在校準(zhǔn)電路工作前，設(shè)置相應(yīng)的目標(biāo)頻率fT，以數(shù)字形式N.mk1表示，其中，N.m為PLL環(huán)路分頻比，k1為參考時(shí)鐘信號(hào)的周期個(gè)數(shù)．開(kāi)關(guān)電容陣列的初始子帶為 100 000．區(qū)分校準(zhǔn)過(guò)程是執(zhí)行相對(duì)頻率比較方法還是執(zhí)行頻率誤差檢測(cè)方法的臨界值Δth設(shè)為相鄰子帶之間最大頻率間隔．相對(duì)頻率比較過(guò)程中每次調(diào)節(jié)時(shí)間k1TREF也是由頻率間隔確定的，具體原理和實(shí)現(xiàn)在下面介紹．頻率誤差檢測(cè)方法的每次調(diào)節(jié)時(shí)間k2TREF是根據(jù)所需的校準(zhǔn)分辨率來(lái)確定的．

圖3 VCO頻率校準(zhǔn)流程圖

圖4 分?jǐn)?shù)頻率綜合器的整體框架圖

當(dāng)校準(zhǔn)電路收到觸發(fā)信號(hào)后開(kāi)始工作，預(yù)分頻器將VCO輸出信號(hào)的頻率降低到原來(lái)的 1/4，同時(shí)提供多路正交相位信號(hào)fAFC，4路計(jì)數(shù)器分別對(duì)4路fAFC信號(hào)同時(shí)計(jì)數(shù)．正如文獻(xiàn)[9]所表述的，利用多個(gè)計(jì)數(shù)器對(duì)fAFC信號(hào)同時(shí)計(jì)數(shù)，可以在不犧牲計(jì)數(shù)準(zhǔn)確度的情況下降低計(jì)數(shù)器的工作頻率，進(jìn)而降低計(jì)數(shù)電路的功耗．在k1TREF時(shí)間后暫停計(jì)數(shù)，4路計(jì)數(shù)器的總計(jì)數(shù)值N1與N.mk1相減，其余值Δd表征的是當(dāng)前頻率子帶的中心頻率與目標(biāo)頻率fT的偏移量，隨后比較器將Δd的幅度與臨界值Δth比較，來(lái)判決頻率誤差檢測(cè)過(guò)程是否需執(zhí)行．如果Δd的幅度大于Δth，意味著當(dāng)前子帶與目標(biāo)頻率fT較遠(yuǎn)，直接執(zhí)行相對(duì)頻率比較過(guò)程，二分搜尋算法可根據(jù)Δd的符號(hào)位調(diào)整開(kāi)關(guān)電容陣列的數(shù)字控制字．同時(shí)比較器和計(jì)數(shù)器進(jìn)行清零復(fù)位，為下一次比較做好預(yù)備工作．如果Δd的幅度小于Δth，則表明當(dāng)前頻率子帶已接近目標(biāo)頻率，頻率校準(zhǔn)轉(zhuǎn)而進(jìn)入頻率誤差檢測(cè)過(guò)程，4路計(jì)數(shù)器將繼續(xù)計(jì)數(shù)直到k2TREF時(shí)間后截止．此時(shí)4路計(jì)數(shù)器的總計(jì)數(shù)值N2與N.mk2相減，其余值ferr的幅度為頻率子帶與目標(biāo)頻率的偏移誤差量．ferr幅值和儲(chǔ)存在最小頻率誤差檢測(cè)器中的偏移量fmin進(jìn)行比較，如果ferr比f(wàn)min小，則ferr賦值給fmin，并且最小頻率誤差檢測(cè)器保存當(dāng)前頻率子帶的控制字．之后比較器和計(jì)數(shù)器復(fù)位，利用二分搜尋算法進(jìn)行下一次比較．在所有搜尋次數(shù)執(zhí)行完后，最小頻率誤差檢測(cè)器將給出最合適的頻率子帶．

圖5 臨界值Δth的選擇

3.2 Δth相對(duì)頻率比較過(guò)程和頻率誤差檢測(cè)過(guò)程之間的臨界值確定

頻率誤差檢測(cè)過(guò)程的目標(biāo)是從靠近目標(biāo)頻率的兩個(gè)子帶中選出最合適的子帶．如圖5所示，fs為相鄰子帶之間頻率間隔，理想情況下，當(dāng)子帶的中心頻率與目標(biāo)頻率fT的誤差小于fs時(shí)，才開(kāi)始進(jìn)入頻率誤差檢測(cè)過(guò)程．此時(shí)的校準(zhǔn)時(shí)間能最大化的縮減，因?yàn)樵诒３中?zhǔn)分辨率不變的情況下頻率誤差檢測(cè)過(guò)程的執(zhí)行次數(shù)是最少的．由于上述的計(jì)算過(guò)程是基于計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)值，所以fs需用數(shù)字形式Δth來(lái)表示，圖5中f1和f2分別是相鄰頻率子帶的中心頻率，在k1TREF時(shí)間內(nèi)轉(zhuǎn)化為數(shù)字值分別是Δ1和Δ2．如此Δth可表示為

(1)

圖6 VCO和分頻器的電流復(fù)用結(jié)構(gòu)

對(duì)于寬帶PLL綜合器，fs會(huì)隨VCO輸出頻率的增加而增加，因此選擇最高頻率處頻率間隔作為相對(duì)頻率比較過(guò)程和執(zhí)行頻率誤差檢測(cè)過(guò)程之間的臨界值．如此無(wú)論目標(biāo)頻率fT位于頻率調(diào)諧曲線的高頻區(qū)域還是低頻區(qū)域，頻率校準(zhǔn)技術(shù)總是可以進(jìn)入頻率誤差檢測(cè)過(guò)程．理論上只要式(1)中Δth大于1，就可以辨別校準(zhǔn)過(guò)程是執(zhí)行相對(duì)頻率比較方法還是執(zhí)行頻率誤差檢測(cè)方法，但是頻率f1和f2向計(jì)數(shù)值Δ1和Δ2轉(zhuǎn)換過(guò)程中存在著異步計(jì)數(shù)誤差的問(wèn)題，且Δth越小，誤差影響計(jì)數(shù)結(jié)果的概率越大，所以選取較大的Δth有助于減小計(jì)數(shù)誤差的影響．綜合考慮，文中的Δth設(shè)為4，相應(yīng)的k1TREF也可確定．只有在芯片上電或復(fù)位的時(shí)候，才進(jìn)行Δth的設(shè)置以及k1的計(jì)算，在隨后的校準(zhǔn)過(guò)程將相關(guān)的電路關(guān)閉來(lái)降低功耗．

3.3 寬帶VCO和預(yù)分頻器的電流復(fù)用

圖6表示寬帶VCO和預(yù)分頻器的電流復(fù)用結(jié)構(gòu)．文中提出的電路中VCO和分頻器能共享偏置電流，且PLL綜合器省掉了VCO輸出緩沖器，進(jìn)而有效降低了整體電路功耗．互補(bǔ)型LCVCO采用 6 bit 控制字的開(kāi)關(guān)電容陣列，以實(shí)現(xiàn)輸出頻率范圍廣和KVCO低的特點(diǎn)．VCO與分頻器之間有個(gè)較大的到地電容Ca，它一方面為VCO電路提供交流地，另一方面作為分頻器的濾波電容提供干凈的電壓值[12]，其值為 22 pF，為了減小芯片的面積，由金屬氧化物半導(dǎo)體(Metal Oxide Semiconductor，MOS)管來(lái)實(shí)現(xiàn)．為了降低電流復(fù)用結(jié)構(gòu)的供電電壓，應(yīng)盡量減少堆疊晶體管的數(shù)量[12-13]．所以分頻器中主從觸發(fā)器是基于偽電流邏輯(Current-Mode Logic，CML)所設(shè)計(jì)的．分頻器輸出的4路正交信號(hào)即可作為收發(fā)機(jī)的本振信號(hào)，又可供頻率校準(zhǔn)電路所使用．

圖7 分頻頻率綜合器的版圖

4 結(jié)果與討論

文中提出的寬帶分?jǐn)?shù)頻率鎖相環(huán)是基于0.18 μm互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor transistor， CMOS)工藝設(shè)計(jì)的．如圖7所示，芯片總面積為 1.60 mm× 1.65 mm，其中頻率校準(zhǔn)電路的實(shí)際面積為 0.36 mm× 0.43 mm．PLL的參考頻率為 40 MHz，寬帶LCVCO采用了 6 bit 控制字的開(kāi)關(guān)電容陣列，其頻率覆蓋范圍為 1.6～ 2.4 GHz． 圖8(a)和圖8(b)分別是文中提出的頻率校準(zhǔn)技術(shù)和傳統(tǒng)的頻率偏移檢測(cè)技術(shù)的瞬態(tài)頻率響應(yīng)．在完成6次搜尋后，兩種校準(zhǔn)技術(shù)都給出了最合適的頻率子帶(控制位為34)，表明文中提出的頻率校準(zhǔn)技術(shù)擁有和傳統(tǒng)的頻率偏移檢測(cè)技術(shù)一樣的校準(zhǔn)精度．但是文中提出的頻率校準(zhǔn)技術(shù)有相對(duì)頻率比較和頻率誤差檢測(cè)兩個(gè)過(guò)程，只有當(dāng)開(kāi)關(guān)電容陣列的頻率子帶靠近目標(biāo)頻率時(shí)，才會(huì)進(jìn)入頻率誤差檢測(cè)過(guò)程．由于相對(duì)頻率比較過(guò)程的計(jì)數(shù)時(shí)間僅為頻率誤差檢測(cè)過(guò)程的 1/3，所以與傳統(tǒng)的頻率檢測(cè)技術(shù)相比，文中提出的校準(zhǔn)技術(shù)在保持校準(zhǔn)精度不變的情況下，所需要的校準(zhǔn)時(shí)間從 4.00 μs 減小到 2.77 μs．

圖8 獲得2 MHz校準(zhǔn)分辨率所需的時(shí)間

圖9 平均每次搜索時(shí)間隨位寬數(shù)的變化

表1將提出的頻率校準(zhǔn)技術(shù)和先前的工作進(jìn)行了對(duì)比．利用混合校準(zhǔn)過(guò)程，文中設(shè)計(jì)的校準(zhǔn)電路在獲得 2 MHz 頻率分辨率情況下所需的時(shí)間僅為 2.77 μs．對(duì)于fREF/k的頻率分辨率(k為非零整數(shù))，校準(zhǔn)過(guò)程中每次搜尋的平均時(shí)間僅為 0.67k/fREF，這比之前提出的校準(zhǔn)技術(shù)都快．圖9表示每次搜尋的平均時(shí)間隨電容陣列控制字位寬C的變化，其中在固定校準(zhǔn)分辨率fREF/k下，平均每次搜尋的時(shí)間量化到k/fREF的整數(shù)倍(1,2,…，N)．隨著C的增加，每次搜尋的平均時(shí)間會(huì)逐漸地縮短，而文中所提出的校準(zhǔn)技術(shù)的優(yōu)勢(shì)則更加明顯．

表1 文中提出的校準(zhǔn)技術(shù)與其他文獻(xiàn)的對(duì)比結(jié)果

5 結(jié) 束 語(yǔ)

文中提出了一種新型的頻率校準(zhǔn)技術(shù)，具有速度快、精度高、適用于寬帶分?jǐn)?shù)頻率綜合器的特點(diǎn)．根據(jù)頻率子帶與目標(biāo)頻率偏移量的變化，該技術(shù)可在相對(duì)頻率比較方法和頻率誤差檢測(cè)方法之間動(dòng)態(tài)切換．借助于混合校準(zhǔn)過(guò)程，該技術(shù)在保持校準(zhǔn)分辨率不變的情況下，能有效地減小總校準(zhǔn)時(shí)間和每次搜尋的平均時(shí)間，進(jìn)而在校準(zhǔn)分辨率和校準(zhǔn)時(shí)間之間提供更好的權(quán)衡．并且該校準(zhǔn)技術(shù)極其適合多位寬開(kāi)關(guān)電容陣列的分?jǐn)?shù)頻率綜合器，因?yàn)殡S位寬數(shù)的增加，平均每次搜尋時(shí)間反而逐漸縮短，校準(zhǔn)電路的優(yōu)勢(shì)就更加明顯．