張花花，王曉彤，陳知秋

（1.陜西電子技術(shù)研究所，陜西 西安 710000；

2.軍委裝備發(fā)展部軍代局駐西安地區(qū)軍代室，陜西 西安 710065）

0 引 言

現(xiàn)在電子設(shè)備的小型化、輕便化推動著開關(guān)電源向高頻化、小型化發(fā)展，同時也使開關(guān)電源進入更廣泛的應用領(lǐng)域。反激式開關(guān)電源由于拓撲簡單，且無需輸出鋁箔電感，在低成本、小功率及多路輸出電源中得到了廣泛應用。

開關(guān)電源是電子設(shè)備中產(chǎn)生電磁干擾的主要源頭之一?？焖僮兓膁i/dt和du/dt都會在電路中產(chǎn)生較大的電磁干擾，并會沿著傳播路徑傳導到其他電子器件中，從而影響電子設(shè)備正常工作，降低設(shè)備的可靠性。

為此，本文通過分析反激式開關(guān)電源的結(jié)構(gòu)組成，研究EMI產(chǎn)生的基本原理和傳播路徑，分析比較幾種有效的EMI抑制方案，并為開關(guān)電源EMI 的抑制提供參考建議。

1 反激式開關(guān)電源基本工作原理

1.1 反激式開關(guān)電源的工作原理

反激變換器的主要優(yōu)點是無需輸出濾波電感，且反激變壓器同時具有變壓器和電感雙重功能。由于節(jié)省了一個體積較大的電感元件，故在體積與成本上占有較大優(yōu)勢。

在反激拓撲的開關(guān)管導通時間段，反激變壓器存儲能量，負載電流由輸出濾波電容提供；當開關(guān)管斷開后，反激變壓器將存儲的能量傳送到負載與輸出濾波電容，不僅為負載提供能量，還可補充輸出電容單獨提供負載時消耗的能量，為下一次開關(guān)管導通做準備。反激式開關(guān)電源的基本電路如圖1所示。

電路的工作原理：當Q1導通時，初級繞組上正下負，根據(jù)變壓器同名端電壓極性相同的原理，次級繞組Ns與輔助繞組Nsl為上負下正。整流二極管D1，D2反向截止，由輸出電容Co給負載Ro供電，變壓器T1相當于一個純電感，流過初級繞組Np的電流線性上升，達到峰值Ipeak。

圖1 反激式開關(guān)電源電路

當Q1關(guān)斷時，所有繞組電壓反向，初級繞組Np變成上負下正，次級繞組Ns與輔助繞組Nsl變成上正下負。此時，整流二極管D1，D2正向?qū)ǎ跫墐Υ娴哪芰總魉偷酱渭?，給負載Ro提供電流，并為輸出電容Co充電。

1.2 電壓反饋環(huán)路

圖1中的R1，R2和誤差放大器EA構(gòu)成電源模塊的電壓反饋環(huán)路。

在實際設(shè)計中，反激式開關(guān)電源典型的電壓反饋回路由分壓電阻、光耦和TL431電壓基準組成，其電路如圖2所示。

圖2 電壓反饋環(huán)路電路圖

電壓反饋環(huán)路的工作原理：當輸出電壓Vo升高時，經(jīng)過取樣電阻R1，R2分壓后，通過TL431基準U2和光耦U1反饋給PWM脈寬調(diào)整器內(nèi)部的誤差放大器，并與參考電壓進行比較，產(chǎn)生的誤差信號控制MOSFET導通時間變短，即PWM脈寬調(diào)整器輸出的脈寬變窄，使輸出電壓下降。

當輸出電壓Vo下降時，反饋比較后的誤差信號控制MOSFET導通時間變長，即PWM脈寬調(diào)整器輸出的脈寬變寬，使輸出電壓上升。

電壓反饋環(huán)路主要通過采樣輸出電壓，與參考電壓相比，由產(chǎn)生的誤差信號控制MOSFET的導通時間，使輸出的采樣電壓在輸入電壓與負載變化時跟隨參考電壓變化，從而使輸出得到較好的調(diào)整。

光耦主要起到光電隔離的作用，TL431基準的主要作用是實現(xiàn)誤差放大器的功能。

輸出電壓與TL431參考電壓的關(guān)系可表示如下：

根據(jù)TL431芯片數(shù)據(jù)手冊可知，TL431的基準電壓為2.5 V，最小工作電流為1 mA，所以在設(shè)計電壓反饋環(huán)路時，要確保流過光耦與TL431的最小電流大于1 mA。同時也要考慮光耦的電流傳輸比CTR，一般情況下，CTR隨輸入電流的變化而變化。但在線性工作區(qū)域，CTR不隨輸入電流的變化而變化，所以要保證光耦工作在線性工作區(qū)域。

2 開關(guān)電源EMI產(chǎn)生原理

2.1 電子線路中的電磁干擾

電磁兼容（Electromagnetic Compatibility，EMC）是設(shè)備在一定的電磁環(huán)境中，能符合要求運行，并不對系統(tǒng)中的其他設(shè)備產(chǎn)生干擾。電磁兼容包括以下兩方面要求：

（1）EMI是指任何能使其他設(shè)備或系統(tǒng)性能下降的電磁現(xiàn)象，設(shè)備在正常運行時對所在環(huán)境產(chǎn)生的電磁干擾不能超過一定的限值；

（2）EMS是指設(shè)備在完成其功能的過程中可以忍受周圍電磁環(huán)境影響的能力，即對電磁干擾的敏感度。

2.2 電磁干擾方式

產(chǎn)生電磁干擾的主要源頭是電子設(shè)備中的開關(guān)電源，電磁干擾的傳播方式主要有傳導干擾與輻射干擾兩種。

2.2.1 傳導干擾

傳導干擾是電子設(shè)備產(chǎn)生的干擾信號通過導線或公共電源線進行傳輸時相互產(chǎn)生的干擾。傳導干擾又分為共模干擾與差模干擾。

共模干擾是載流體與大地之間的干擾：干擾大小和方向一致，存在于電源任何一相線對大地或中線對大地間，主要由du/dt產(chǎn)生，di/dt也會產(chǎn)生一定的共模干擾。

差模干擾是載流體之間的干擾：干擾大小相等、方向相反，存在于電源相線與中線及相線與相線間。干擾電流在導線上傳輸時既可以共模方式出現(xiàn)，也可以差模方式出現(xiàn)。

傳導干擾回路如圖3所示。

圖3 傳導干擾回路

圖3中的每個電流回路都可看成一個感應線圈，當一個回路中有電流流過時，另外一個回路中就會產(chǎn)生感應電動勢，從而產(chǎn)生干擾。圖3中i3回路和i4回路是最大的干擾源，在開關(guān)電源中，開關(guān)管、二極管及變壓器所在回路都會產(chǎn)生較高的di/dt和du/dt值，快速變化的電流與電壓是產(chǎn)生干擾的最大源頭。

2.2.2 輻射干擾

輻射干擾是指電子設(shè)備產(chǎn)生的干擾信號通過帶電導體產(chǎn)生電磁感應把一個網(wǎng)絡(luò)中產(chǎn)生的干擾信號傳播給另一個電路網(wǎng)絡(luò)或者電子設(shè)備。

對于電子設(shè)備中的任何一根導線，若周邊存在電磁場，則無需構(gòu)成回路，其體內(nèi)會產(chǎn)生位移電流。當電磁場變化的速率與位移電流相位同步時，位移電流被增強，產(chǎn)生諧振。當電子設(shè)備中的導線長度超過一定值后，就要考慮諧振效應。其中，電源線是產(chǎn)生電磁輻射干擾最嚴重的部位。

在反激電源中，變壓器的漏感大小是影響電源性能的關(guān)鍵因素之一。變壓器的漏感與分布電容組成的電流回路易產(chǎn)生輻射干擾。變壓器漏感與分布電容如圖4所示。

圖4 變壓器漏感與分布電容

在圖4中，Uin為輸入電壓，Ls為變壓器的漏感，Cs為變壓器初級線圈產(chǎn)生的分布電容。因為Ls與Cs的時間常數(shù)比初級線圈電感產(chǎn)生的時間常數(shù)小，所以流過Ls和Cs的電流速率比流過L1的電流速率高。

諧振周期是電容或電感兩端電壓變化一個周期的時間。諧振頻率是諧振周期的倒數(shù)，與電容C和電感L有關(guān)，即：

當MOS管導通或關(guān)斷時，輸入電壓與電流的改變都會使Ls，Cs及Cds產(chǎn)生諧振，從而使Ls，Cs與Cds兩端的電壓幅度比輸入電壓還要高。在諧振過程中，電感不斷充電放電，產(chǎn)生電磁波，這種高頻諧振會產(chǎn)生較強的電磁輻射以及較高的尖峰脈沖電壓，以致MOS管易被擊穿損壞。

3 EMI抑制方法

3.1 開關(guān)電源輸入濾波器設(shè)計

設(shè)計開關(guān)電源濾波器的目的是抑制電磁噪聲：將開關(guān)電源產(chǎn)生的影響其他設(shè)備的噪聲降到允許值以下；防止電網(wǎng)或外界的噪聲影響開關(guān)電源的性能。

EMI濾波器能有效抑制開關(guān)電源的電磁干擾，其基本電路如5圖所示。

圖5 EMI濾波器基本電路

在圖5中，電路包括共模電感L1、濾波電容C1～C4。L1對共模干擾有較好的抑制作用。由于兩個線圈的磁通方向相同，經(jīng)過耦合后總電感量迅速增大，因此對共模信號呈現(xiàn)較大的感抗，使之不易通過，故稱作共模扼流圈。

兩個線圈分別繞在低損耗、高導磁率的鐵氧體磁環(huán)上，當有電流通過時，兩個線圈上的磁場互相加強。L1的電感量與EMI濾波器的額定電流I有關(guān)，當額定電流較大時，共模扼流圈的線徑也相應增大，以便能承受較大的電流。此外，適當增加電感量，可改善低頻衰減特性。

C1和C4一般采用薄膜電容器，容量范圍為0.01～0.47 μF，主要用來濾除差模干擾。C2和C3跨接在輸出端，并將電容器中點接地，能有效抑制共模干擾。C2和C3亦可并聯(lián)在輸入端，仍選用陶瓷電容，容量范圍為2 200 pF～0.1 μF。為減小漏電流，電容量不得超過0.1 μF，并且電容器中點應與大地接通。C1～C4的耐壓值均為250 V交流電。

R1電阻用來給C1和C4電容放電。FUSE是保險絲，當主回路電流突然變大時，F(xiàn)USE保險絲被熔斷，以保護后級電路安全。

3.2 開關(guān)電源輸出濾波器設(shè)計

開關(guān)電源輸出濾波器對電源紋波的抑制有較大作用。濾波用的電解電容也有等效阻抗ESR，在高頻電流的作用下，會產(chǎn)生高頻紋波電壓。同時，當原邊MOS開通時，負載的電流需求完全由電解電容的儲能提供。故電解電容上的紋波主要由每周期放電造成的電壓跌落及電容的ESR造成。

開關(guān)電源輸出濾波器設(shè)計電路如圖6所示。

圖6 反激電源輸出濾波器電路圖

在圖6中，Co1是次級整流二極管整流后的濾波電容，Ipk是次級整流二極管峰值電流。由于次級整流二極管整流的脈動電流和電解電容ESR的問題，紋波電壓無法滿足要求，因此必須在后面加上一級LC濾波，用來降低輸出紋波。

3.3 開關(guān)電源PCB的EMI抑制設(shè)計

從PCB設(shè)計方面抑制EMI的關(guān)鍵是盡可能減小回流面積，使回流路徑按照設(shè)計的方向流動。做好PCB層的設(shè)計，會使EMI的抑制效果更佳。

PCB層設(shè)計具體原則如下：

（1）元件面、焊接面之下為完整的地平面（屏蔽）；

（2）盡量避免兩信號層直接相鄰；

（3）所有信號層盡可能與地平面相鄰；

（4）高頻、高速、時鐘等關(guān)鍵信號布線層要與地平面相鄰。

PCB板布局的優(yōu)劣將直接影響產(chǎn)品性能的好壞，若敏感器件與噪聲輸出器件位置布置不合理，則會造成較強的電磁輻射，影響電源模塊性能。良好的PCB設(shè)計能減少電磁輻射干擾，因此初始階段的良好設(shè)計十分重要。

3.3.1 開關(guān)管布局

在PCB布局時，驅(qū)動電阻應靠近MOS管，且基極線路不易過長，太長容易受干擾。MOS管所在回路走線應盡可能減小包圍面積，從而減少接收和放射干擾信號。由于MOS管是較強的干擾源，不應距離輸入端口太近，因此應加大MOS管與輸入端口的距離，使干擾不能直接作用于輸入端，從而有效仰制EMI。

控制回路與功率回路采用單點接地方式分開布局。MOS管在大的du/dt回路中，會對敏感器件產(chǎn)生較大干擾，因此控制器件與光耦反饋回路不得距離MOS管太近或者放置于MOS管下。控制器件與功率器件布置如圖7所示。

圖7 控制器件與功率器件布置

3.3.2 PCB布線與覆銅

PCB上任何印制線都可起到天線的作用，印制線的長度和寬度會影響其阻抗和感抗。

接地是開關(guān)電源回路的底層支路，作為電路的公共參考點起著重要的作用，是抑制干擾的重要方法。因此，在布局中應仔細考慮接地線的放置，接地混合會導致其工作不穩(wěn)定。

地線設(shè)計中應注意以下幾點：

（1）正確選擇單點接地，濾波電容公共端應是其他接地點耦合到大電流的唯一連接點，同一級電路的接地點應盡量靠近。

（2）盡量加寬地線和電源線，確保每個大電流的接地端采用短而寬的印制線。

（3）元件的排列方位盡可能與原理圖保持一致，布線方向盡量與電路圖走線方向一致。

（4）設(shè)計布線圖時走線盡量少拐彎，印刷弧上的線寬不可突變，導線拐角應大于90°。

（5）開關(guān)電源PCB板大面積覆銅并非都能起到積極的效果，因為任何具有交變電壓的導體，不論其電流如何，只要尺寸足夠大，都會成為電場天線。因此需要減少交換結(jié)點周圍的銅面積。唯一值得大面積覆銅的是地結(jié)點，但若輸入電源端覆銅，高頻噪聲疊加其上，則輻射干擾需引入地。電源端覆銅的PCB圖如圖8所示，電源端去掉覆銅的PCB圖如圖9所示。

圖8中大面積覆銅包裹+Vin輸入端線，+Vin走線與地之間形成一些寄生電容，這些寄生電容為高頻信號旁路提供有效的低阻抗路徑。圖9移除了濾波器周圍所有的覆銅，提高了抗干擾能力。

3.3.3 屏蔽外殼的使用

優(yōu)化EMI性能的有效方法之一是增加屏蔽罩。連接著GND的金屬屏蔽罩可阻止噪聲向外輻射，屏蔽罩覆蓋了板上所有的元器件，等效為天線的長輸入引線可以耦合大量輻射噪聲，而屏蔽罩恰好可將其隔絕，防止干擾向外輻射。

4 結(jié) 語

高頻開關(guān)電源電磁兼容問題愈加重要，在產(chǎn)品設(shè)計初期就要考慮EMI的相關(guān)設(shè)計。影響產(chǎn)品電磁兼容的因素較多且復雜，因此只做到上述幾點遠遠不夠。主要噪聲器件以及PCB布局走線等都會對MEI的設(shè)計產(chǎn)生較大影響。因此工作中應認真研究EMC相關(guān)知識，提前做好PCB的優(yōu)化設(shè)計。

圖8 電源端覆銅的PCB圖

圖9 電源端去掉覆銅的PCB圖