潘羿威, 張承慧, 杜李楊, 陳阿蓮, 何晉偉

(1. 電力電子節(jié)能技術(shù)與裝備教育部工程研究中心, 山東大學(xué), 山東省濟(jì)南市 250061;2. 智能電網(wǎng)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 天津大學(xué), 天津市 300072)

0 引言

隨著智能電網(wǎng)及其相關(guān)技術(shù)的發(fā)展,在直流輸配電、分布式發(fā)電等場合,高性能隔離直流變換器獲得了廣泛關(guān)注,成為提高電網(wǎng)智能化水平的重要設(shè)備[1-11]。另一方面,隨著電力電子變換器的大規(guī)模應(yīng)用,直流變換器的可靠性對配電網(wǎng)的運(yùn)行安全帶來了巨大挑戰(zhàn)。因此,近年來電力電子變換器的可靠性、故障診斷和容錯(cuò)控制逐漸成為研究熱點(diǎn)[12-20]。特別是對于應(yīng)用于配電網(wǎng)的大功率電力電子設(shè)備,因其通常具有數(shù)量龐大的器件,其可靠性和穩(wěn)定運(yùn)行至關(guān)重要[4,12-20]。

引發(fā)電力電子設(shè)備故障的原因非常復(fù)雜,但據(jù)調(diào)研,約58%的電力電子設(shè)備故障是由開關(guān)器件及其驅(qū)動(dòng)失效引起。針對這一類故障,傳統(tǒng)的研究將其分為開路型和短路型。相比短路型故障會(huì)瞬間觸發(fā)設(shè)備過流保護(hù)[12-15],開路型故障一般不會(huì)瞬間觸發(fā)保護(hù),但會(huì)引起其他二次故障,降低設(shè)備性能[12-15]。因此,圍繞電力電子設(shè)備的開路型故障辨識(shí)及開路故障下的容錯(cuò)控制,近年來已有大量研究報(bào)道[12-15,18-19]。

直流配電網(wǎng)接口變換器可靠性提升的關(guān)鍵技術(shù)是對其基本單元——DC/DC變換器的故障辨識(shí)和容錯(cuò)控制。其中,串聯(lián)諧振型雙有源橋(series resonant dual active bridge,SRDAB)是一種較新穎的直流配電網(wǎng)功率變換設(shè)備,因其零電流開關(guān)(ZCS)、控制簡單等優(yōu)越特性,被認(rèn)為是適用于中低壓直流配電網(wǎng)隔離變換器的首選拓?fù)鋄2-6,16-17]。其核心是通過H橋電路發(fā)出開環(huán)定頻的方波使系統(tǒng)處于諧振狀態(tài),從而獲得較高的系統(tǒng)效率和快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)[21]。但由于其開環(huán)運(yùn)行的方式,在開關(guān)器件故障的條件下,變換器難以對其輸出直流電壓進(jìn)行有效控制,使得SRDAB的容錯(cuò)能力遠(yuǎn)低于多數(shù)閉環(huán)DC/DC變換器。據(jù)調(diào)研,目前其故障辨識(shí)和容錯(cuò)控制方法均很不成熟,近年來僅有文獻(xiàn)[16-17]對其開展了初步研究。其基本思路是:在雙有源橋輸入側(cè)H橋單管故障狀態(tài)下,輸出側(cè)H橋重組為二倍壓整流電路以恢復(fù)正常電壓。然而,該方法需要額外的兩組開關(guān)器件和分裂電容,極大地增加了系統(tǒng)的體積和成本。更重要的是,其暫態(tài)過程存在電流沖擊和50%的電壓跌落,對敏感負(fù)荷沖擊較大。

因此,本文針對SRDAB變換器容錯(cuò)控制的迫切需求和難點(diǎn),在分析輸出側(cè)H橋占空比調(diào)節(jié)和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)重組兩種容錯(cuò)控制方法的基礎(chǔ)上,提出一種復(fù)合容錯(cuò)控制方法。該方法可使系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確故障診斷和自主容錯(cuò)運(yùn)行,同時(shí)具有快速的暫態(tài)響應(yīng)和良好的穩(wěn)態(tài)性能,有效克服了文獻(xiàn)[16-17]的容錯(cuò)控制存在暫態(tài)電流沖擊和輸出電壓跌落的局限性。此外,該方法的實(shí)施無須增加任何額外硬件電路,在容錯(cuò)控制經(jīng)濟(jì)性上與文獻(xiàn)[16-17]方法相比具有較明顯優(yōu)勢。綜合實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本方法的正確性和有效性。

1 SRDAB變換器基本原理

本文所述直流配電網(wǎng)結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。其中SRDAB作為該直流配電網(wǎng)中的接口變換器,實(shí)現(xiàn)如電氣隔離、配電網(wǎng)間功率平衡等功能。直流配電網(wǎng)中有若干直流負(fù)載、分布式直流源、直流儲(chǔ)能單元等。

圖1 直流配電網(wǎng)結(jié)構(gòu)與接口變換器示意圖Fig.1 Structure of DC distribution network and schematic diagram of interfacing converter

圖2 SRDAB變換器拓?fù)浼捌涞刃щ娐稦ig.2 Topology and equivalent circuit of SRDAB converter

SRDAB的拓?fù)淙鐖D2(a)所示,其主電路由兩個(gè)H橋變換器、串聯(lián)諧振電路和高頻隔離變壓器構(gòu)成。由于其對稱結(jié)構(gòu),SRDAB具有雙向功率流動(dòng)的能力。Lr1和Lr2為串聯(lián)諧振電感;Lm為勵(lì)磁電感;Cr1和Cr2為諧振電容,具有隔直作用,可防止高頻變壓器勵(lì)磁飽和。為便于分析,設(shè)變壓器變比N1∶N2=1∶1。設(shè)當(dāng)前功率流向?yàn)閺淖笙蛴?則定義S1至S4為輸入側(cè)H橋開關(guān)管,D1至D4為其續(xù)流二極管;S5至S8為輸出側(cè)H橋開關(guān)管,D5至D8為其續(xù)流二極管。系統(tǒng)輸入電壓為Ui,輸出電壓為Uo。若系統(tǒng)功率流向發(fā)生改變,則H橋的輸入和輸出側(cè)定義位置互換,如圖2(a)所示。為便于分析,除非特殊指明,下文中均假設(shè)變換器當(dāng)前功率流向?yàn)閺淖笙蛴?。根?jù)電路參數(shù),可確定系統(tǒng)諧振頻率fr為:

(1)

式中:Lr=Lr1+Lr2;Cr=Cr1Cr2/(Cr1+Cr2)。

當(dāng)H橋輸出電壓Uab和Ucd都是占空比為0.5的方波、相位相同且開關(guān)頻率fs=fr時(shí),系統(tǒng)工作在串聯(lián)諧振狀態(tài)。該狀態(tài)下的電路特性可用基波分析法分析[3]。SRDAB的等效電路如圖2(b)所示。其中Uab,f和Ucd,f分別為方波電壓Uab和Ucd的基波分量,其表達(dá)式為:

(2)

式中:ωs為開關(guān)頻率的角頻率。

RLC諧振網(wǎng)絡(luò)的等效阻抗Zeq表達(dá)式為:

(3)

式中:R為系統(tǒng)串聯(lián)等效電阻。

當(dāng)系統(tǒng)開關(guān)頻率fs=fr時(shí),串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)的感抗與容抗大小相同方向相反,Zeq=R。此時(shí)諧振電流ir可以表示為:

(4)

在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)對瞬時(shí)功率積分,可得變換器輸出功率為:

(5)

(6)

由式(6)可知,當(dāng)Uab和Ucd都是占空比為0.5的方波且fs=fr時(shí),SRDAB的輸出電壓與串聯(lián)等效電阻和負(fù)載電阻有關(guān)。忽略線路電阻,則Uo≈Ui。由式(2)和式(4)可知,穩(wěn)態(tài)時(shí)諧振電流與方波電壓的基波同相,且所有開關(guān)均滿足ZCS[2]。

因此,系統(tǒng)開關(guān)頻率根據(jù)電路的電感和電容參數(shù)確定。當(dāng)開關(guān)頻率與諧振頻率相同時(shí),SRDAB將獲得較高的功率變換效率和快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)[21]。據(jù)調(diào)研,閉環(huán)控制的SRDAB變換器于近年提出[22-27],其中文獻(xiàn)[22-25]將傳統(tǒng)雙有源橋中的移相控制策略應(yīng)用到SRDAB中;文獻(xiàn)[26]提出了基于頻率調(diào)節(jié)的電壓控制方法;文獻(xiàn)[27]提出了基于開關(guān)狀態(tài)組合的電壓閉環(huán)控制方法,均取得了較好的控制效果,但這些控制方法相對都較為復(fù)雜。因此在目前應(yīng)用中,SRDAB仍然廣泛采用開環(huán)定頻方波控制[2-6,21,26]。即使當(dāng)系統(tǒng)參數(shù)發(fā)生一定程度變化導(dǎo)致fr略有偏移,由于開關(guān)動(dòng)作時(shí)刻流過開關(guān)器件的電流較小,故而開關(guān)損耗也比較小,能夠較好滿足工程應(yīng)用的要求。

2 容錯(cuò)控制方法

SRDAB的開關(guān)管開路故障可分為兩種情況。

1)故障管位于輸入側(cè)H橋時(shí)。輸入側(cè)H橋?qū)胫芷谳敵鲭娫措妷?半周期輸出0,即Uab幅值將降為正常工作時(shí)的一半。由式(6)可得,穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出直流電壓Uo=0.5Ui。

2)故障管位于輸出側(cè)H橋。由于正常狀態(tài)下輸出側(cè)H橋工作在同步整流模式,當(dāng)輸出側(cè)H橋某開關(guān)管出現(xiàn)開路故障后,其續(xù)流二極管仍然可以正常導(dǎo)通,故輸出電壓不受影響。此時(shí),不需要采取額外措施來實(shí)現(xiàn)容錯(cuò)運(yùn)行控制。

因此,對SRDAB的開路故障研究主要針對輸入側(cè)H橋開關(guān)器件。針對輸入側(cè)開關(guān)器件故障問題,借鑒傳統(tǒng)多電平變換器典型容錯(cuò)控制的思路,即改變調(diào)制策略和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[13-15,18],分析兩種可行的容錯(cuò)控制方法如下。

2.1 占空比調(diào)節(jié)容錯(cuò)控制方法

占空比調(diào)節(jié)容錯(cuò)控制方法的基本思想是利用非諧振雙有源橋變換器中的調(diào)制方法[22-25],通過引入電壓閉環(huán)調(diào)節(jié),使得變換器在輸入側(cè)開關(guān)器件故障的情況下,可以迅速恢復(fù)正常電壓。根據(jù)雙有源橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上的對稱性,若調(diào)節(jié)輸出側(cè)H橋輸出方波電壓占空比,使其基波幅值、相位與輸入側(cè)H橋方波電壓相同,則輸出側(cè)直流電壓理論上將恢復(fù)為正常工作時(shí)的大小。圖3給出了S3出現(xiàn)開路故障時(shí)該方法的波形示意。這里仍用基波分析法[3],可得兩H橋方波電壓基波表達(dá)式如下:

(7)

式中:α為輸出側(cè)H橋兩橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)的移相角,0≤α<π/2。

圖3 H橋開關(guān)狀態(tài)與方波電壓波形Fig.3 Switching states of H bridges and waveforms of square voltage

將式(7)中的直流分量0.5Ui和Uocosα代入式(5),可得變換器輸出功率為:

(8)

輸出直流電壓為:

(9)

忽略線路電阻,則

(10)

由式(10)可知,調(diào)節(jié)α可使電路工作在boost模式。若令α=π/3,則輸出側(cè)直流電壓可恢復(fù)到正常范圍。在此基礎(chǔ)上引入電壓閉環(huán)調(diào)節(jié),使變換器在發(fā)生電壓跌落時(shí),由開環(huán)運(yùn)行轉(zhuǎn)換為閉環(huán)運(yùn)行,則可實(shí)現(xiàn)變換器輸出電壓的快速恢復(fù),顯著減小故障初期的輸出電壓暫降。這是本方法的主要優(yōu)點(diǎn)之一。該容錯(cuò)方法的控制框圖如圖4所示。

圖4 占空比調(diào)節(jié)容錯(cuò)控制方法控制框圖Fig.4 Control diagram of duty-cycle regulation fault-tolerant method

由于電壓閉環(huán)的在線調(diào)節(jié)作用,變換器不需要辨識(shí)具體確切的故障信息,即可實(shí)現(xiàn)故障狀態(tài)下電壓自恢復(fù)。這是本方法的另一優(yōu)點(diǎn)。

占空比調(diào)節(jié)打破系統(tǒng)正常諧振過程,穩(wěn)態(tài)時(shí)高頻電流不再是正弦,部分開關(guān)將不滿足ZCS。對于特定的α,穩(wěn)態(tài)時(shí)的電流時(shí)域波形可通過分段求解不同時(shí)段電路的零輸入響應(yīng)求得。附錄A表A1中給出了α=π/3時(shí)半周期內(nèi)不同時(shí)間段內(nèi)的系統(tǒng)等效電路和高頻電流的表達(dá)式。其中,設(shè)穩(wěn)態(tài)時(shí)Ui=Uo=Udc,且t=0時(shí)Cr的電壓值為uc0。對于SRDAB,該值的大小與負(fù)載有關(guān)[21]。

設(shè)uc0=-0.75Udc,同時(shí)電路參數(shù)如附錄A表A2所示時(shí),則根據(jù)附錄A表A1中的表達(dá)式,可得高頻電流ir波形如圖3紅色曲線所示。可見SRDAB的正常諧振過程被打破,同時(shí)輸出側(cè)H橋在電流較大處發(fā)生硬關(guān)斷動(dòng)作,會(huì)產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗。因此,該方法適用于對系統(tǒng)效率和電磁性能要求不高的場合。

2.2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)重組法

文獻(xiàn)[28]針對一類串聯(lián)諧振型DC/DC變換器拓?fù)?提出一種基于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)重組的容錯(cuò)運(yùn)行方法,其基本思路是在故障發(fā)生后,利用剩余健康器件將全橋或三電平拓?fù)渲貥?gòu)為兩電平半橋運(yùn)行。因此,拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)重組法利用雙有源橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上的對稱性,考慮到在輸入側(cè)H橋發(fā)生單管開路故障后,其實(shí)質(zhì)上已退化為半橋,此時(shí)直接將輸出側(cè)H橋退化為半橋即可實(shí)現(xiàn)容錯(cuò)運(yùn)行。

由于重組為半橋后輸入輸出側(cè)H橋輸出方波電壓將降為正常工作電壓的一半。因此,將式(5)中的直流電壓替換為0.5Ui和0.5Uo,可得:

(11)

輸出直流電壓為:

(12)

由式(12)可知,輸出側(cè)H橋重組為半橋的方法可使故障系統(tǒng)恢復(fù)正常電壓。圖5所示為拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)重組后一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)不同時(shí)間段的電路工作狀態(tài)。其中假設(shè)輸入側(cè)H橋S3出現(xiàn)開路故障,輸出側(cè)H橋重組為半橋,S6閉鎖,S8開路,S5和S7的驅(qū)動(dòng)脈沖與S1和S3相同。0≤t

圖5 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)重組后電路工作狀態(tài)Fig.5 Circuit operation states after topology reconfiguration

需要說明的是,輸出側(cè)H橋具有4種半橋重組狀態(tài),圖5僅給出了一種重組情況。由于諧振電容的隔直作用,4種重組狀態(tài)輸出的方波電壓并無本質(zhì)差別,因此任意一種半橋均可實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的容錯(cuò)運(yùn)行。

需要特別說明的是,該方法需要輸入側(cè)H橋確切的開路故障信號(hào)來觸發(fā)輸出側(cè)H橋的重組動(dòng)作。為準(zhǔn)確判斷系統(tǒng)故障,可采用兩種檢測方法:①增加硬件電路實(shí)時(shí)檢測開關(guān)管的故障狀態(tài)[12-15],其增加了系統(tǒng)的成本和復(fù)雜性;②檢測輸出側(cè)電壓跌至50%,即認(rèn)為是輸入側(cè)H橋出現(xiàn)開路故障,以區(qū)別由負(fù)載擾動(dòng)造成的電壓變化[16-17]。但這種大范圍暫態(tài)電壓跌落對敏感負(fù)荷影響較大,且重組過程需要使用相應(yīng)的軟啟動(dòng)控制策略以降低電流沖擊[3]。

在對系統(tǒng)硬件不做任何改動(dòng)的前提下,占空比調(diào)節(jié)法和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)重組法對比如附錄A表A3所示。占空比調(diào)節(jié)法由于引入電壓閉環(huán)調(diào)節(jié),其不需要辨識(shí)系統(tǒng)故障,故而可以在第一時(shí)間實(shí)現(xiàn)故障后輸出電壓調(diào)控,降低暫態(tài)輸出電壓降落,但容錯(cuò)運(yùn)行后系統(tǒng)運(yùn)行效率有所降低;拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)重組法可以保證容錯(cuò)運(yùn)行后系統(tǒng)仍然工作在ZCS,但需要確切的故障信號(hào),而該信號(hào)的檢測是以增加硬件檢測電路或50%暫態(tài)電壓降落為代價(jià)。

2.3 復(fù)合容錯(cuò)控制方法

為了克服2.1節(jié)和2.2節(jié)中所提出的兩種單一控制方法的局限性,本文進(jìn)一步提出一種復(fù)合容錯(cuò)控制新方法,該方法兼具占空比調(diào)節(jié)法和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)重組法的優(yōu)越性,無需進(jìn)行任何硬件改動(dòng),且系統(tǒng)容錯(cuò)運(yùn)行后工作在ZCS模式。

首先,對于占空比調(diào)節(jié)容錯(cuò)控制方法,若系統(tǒng)出現(xiàn)單管開路故障,則系統(tǒng)電壓恢復(fù)正常時(shí)α≈π/3;若由于負(fù)載突變等原因造成的電壓跌落導(dǎo)致電壓調(diào)節(jié)器誤觸發(fā),系統(tǒng)電壓恢復(fù)正常時(shí)α≈0。因此可以利用電壓調(diào)節(jié)器的輸出值作為單管開路故障的依據(jù)。復(fù)合容錯(cuò)控制方法的基本思想是:出現(xiàn)電壓跌落后,使能系統(tǒng)的電壓閉環(huán)控制器,實(shí)現(xiàn)故障發(fā)生后的快速調(diào)節(jié),獲得良好的暫態(tài)特性;同時(shí)通過讀取電壓調(diào)節(jié)器的輸出值辨識(shí)開路故障,在確認(rèn)故障后重組電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)高效率運(yùn)行,極大地降低了故障檢測的代價(jià)。復(fù)合容錯(cuò)控制方法見圖6。

圖6 復(fù)合容錯(cuò)控制方法流程圖Fig.6 Flow chart of hybrid fault tolerant control method

該方法的實(shí)施詳述如下。

1)根據(jù)當(dāng)前的功率流向定義SRDAB的輸入和輸出側(cè)H橋電路。

2)當(dāng)輸出側(cè)電壓跌落到正常值以下(如額定電壓Um的90%)且輸入側(cè)直流電壓正常時(shí),系統(tǒng)運(yùn)行進(jìn)入第Ⅱ階段,啟動(dòng)占空比調(diào)節(jié),閉環(huán)調(diào)節(jié)輸出電壓至正常值。

3)定時(shí)讀取PI調(diào)節(jié)器的輸出,若連續(xù)n次α>αup,且電壓恢復(fù)正常范圍內(nèi)(Um± 5%),則認(rèn)為出現(xiàn)單管開路故障;若電壓在正常范圍內(nèi)且連續(xù)n次α<αdown,則認(rèn)為是誤判,系統(tǒng)返回第Ⅰ階段運(yùn)行。

4)單管開路故障確認(rèn)后輸出側(cè)H橋重組為半橋運(yùn)行,系統(tǒng)運(yùn)行進(jìn)入第Ⅲ階段。容錯(cuò)控制過程完成。

在復(fù)合容錯(cuò)控制方法中,電壓調(diào)節(jié)器一方面在第一時(shí)間穩(wěn)定系統(tǒng)輸出電壓;同時(shí)其輸出調(diào)節(jié)值又作為系統(tǒng)單管開路故障的觀測器,通過定時(shí)讀取并加以判斷即可區(qū)別系統(tǒng)開路故障與其他原因造成的電壓暫降,避免故障誤判。容錯(cuò)運(yùn)行后的系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)仍然工作在ZCS模式,運(yùn)行效率較高。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文提出的容錯(cuò)運(yùn)行方法的有效性,本文以TI公司的數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)芯片TMS320F28335為控制器,三菱公司的PM50B4LA060為主電路H橋模塊搭建了一臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī),如附錄A圖A1所示。實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)關(guān)鍵參數(shù)如附錄A表A2所示。

變換器無容錯(cuò)控制時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如附錄A圖A2(a)所示。首先,變換器正常工作時(shí)輸出電壓約為96 V,其中4 V的壓降是由于線路阻抗所致,如式(6)所示。輸入輸出側(cè)H橋輸出方波電壓占空比均為0.5,系統(tǒng)工作在串聯(lián)諧振狀態(tài),且開關(guān)管滿足零電流開通和關(guān)斷。隨后輸入側(cè)H橋發(fā)生單管開路故障,輸出電壓在約100 ms后達(dá)到穩(wěn)態(tài),跌落至正常狀態(tài)的1/2。同時(shí),輸入側(cè)H橋輸出方波電壓幅值、諧振電流幅值均降為正常狀態(tài)的1/2。

采用本文提出的復(fù)合容錯(cuò)控制方法后變換器的實(shí)驗(yàn)波形如附錄A圖A2(b)所示?？梢娮儞Q器的容錯(cuò)運(yùn)行過程分3個(gè)階段。

第Ⅰ階段:故障發(fā)生前,系統(tǒng)正常運(yùn)行。

第Ⅱ階段:占空比調(diào)節(jié)階段。程序設(shè)定變換器在電壓跌落10%時(shí)觸發(fā)占空比調(diào)節(jié)。可見,在電壓閉環(huán)調(diào)節(jié)作用下,系統(tǒng)能夠及時(shí)維持輸出電壓,沒有出現(xiàn)較大的電壓跌落。容錯(cuò)運(yùn)行過程中最大電壓跌落為13 V,且電流變化平穩(wěn)無沖擊。由附錄A圖A2(b)左下角波形圖可知,在此期間輸出側(cè)H橋方波電壓占空比約為1/3,且在電流峰值處發(fā)生硬開關(guān)動(dòng)作,系統(tǒng)開關(guān)損耗增加。

第Ⅲ階段:變換器輸出側(cè)H橋重組為半橋,重組后的系統(tǒng)滿足ZCS。容錯(cuò)運(yùn)行后的系統(tǒng)輸出電壓相比故障前輸出電壓降低了6 V,這是由于重組后的系統(tǒng)在線路阻抗上會(huì)有更大的壓降,可通過比較式(6)和式(12)得知。

系統(tǒng)在故障發(fā)生后,分別經(jīng)過占空比調(diào)節(jié)、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)重組兩個(gè)階段。容錯(cuò)運(yùn)行過程中輸出電壓穩(wěn)定,沒有較大的電壓跌落和電流沖擊等現(xiàn)象。因此本文提出的復(fù)合容錯(cuò)控制方法可實(shí)現(xiàn)變換器的平穩(wěn)、高性能故障容錯(cuò)運(yùn)行。

4 變換器容錯(cuò)運(yùn)行下的性能分析

針對本文提出的復(fù)合容錯(cuò)控制方法,接口變換器在容錯(cuò)運(yùn)行狀況下的性能分析如下。

1)功率容量:容錯(cuò)運(yùn)行的核心思想是在系統(tǒng)局部發(fā)生故障情況下,最大限度地實(shí)現(xiàn)功率變換。由于部分電路失效,目前已有的容錯(cuò)控制大多需要系統(tǒng)降額運(yùn)行[13-14,18-19]。針對本文研究的串聯(lián)諧振DC/DC變換器,容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)單個(gè)電力電子器件流過的電流幅值將變?yōu)樵瓉淼膬杀?如附錄A圖A2中的實(shí)驗(yàn)結(jié)果所示,故理論上變換器的功率容量將降為正常狀態(tài)下的1/2。另外,容錯(cuò)運(yùn)行后諧振電容上由于疊加了幅值為電源電壓1/2的直流分量,其諧振電壓峰值將會(huì)更高。

針對串聯(lián)諧振DC/DC變換器在直流配電中的應(yīng)用,可以考慮在容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)切除部分負(fù)荷,僅保證對重要敏感負(fù)荷的不間斷供電。若仍需保證系統(tǒng)的輸出功率不降低,則在變換器設(shè)計(jì)、器件選型時(shí)需考慮更大的裕量,以犧牲成本為代價(jià)來保證系統(tǒng)具備全功率容錯(cuò)運(yùn)行能力[17]。同時(shí),在諧振電容的選型上,針對其耐壓值也要保留一定的裕量。

2)功率控制:本文研究的串聯(lián)諧振DC/DC變換器的控制對象是輸出電壓,其并不直接對傳輸功率進(jìn)行控制。然而,容錯(cuò)控制和系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)發(fā)生變化會(huì)對系統(tǒng)的運(yùn)行效率稍有影響。具體表現(xiàn)為:變換器在容錯(cuò)運(yùn)行下仍然工作在串聯(lián)諧振狀態(tài),但兩個(gè)H橋均退化成半橋運(yùn)行,此時(shí)系統(tǒng)的等效串聯(lián)電阻上壓降會(huì)略增大,導(dǎo)致變換器輸出直流電壓會(huì)比正常狀態(tài)略有降低。綜上所述,容錯(cuò)運(yùn)行對變換器的功率控制不直接產(chǎn)生影響,但會(huì)稍影響變換器效率。

3)器件應(yīng)力:在穩(wěn)態(tài)容錯(cuò)運(yùn)行條件下,H橋輸出方波電壓仍是在Udc與0之間跳變,容錯(cuò)運(yùn)行后所有開關(guān)滿足ZCS,如附錄A圖A2的實(shí)驗(yàn)波形所示。因此容錯(cuò)運(yùn)行后變換器穩(wěn)態(tài)時(shí)的開關(guān)器件應(yīng)力與正常狀態(tài)下相同。在故障發(fā)生后短暫的占空比調(diào)節(jié)運(yùn)行階段,輸出側(cè)H橋有兩個(gè)開關(guān)器件會(huì)短期工作在硬開關(guān)模式。在此期間,這兩只開關(guān)器件的應(yīng)力變大。

5 結(jié)語

本文針對廣泛應(yīng)用于中低壓直流配電網(wǎng)中的SRDAB變換器,提出了一種新型復(fù)合容錯(cuò)控制方法。該方法根據(jù)當(dāng)前功率流向?qū)崟r(shí)監(jiān)測輸出電壓,在電壓出現(xiàn)跌落時(shí)使能電壓閉環(huán)調(diào)節(jié),通過調(diào)節(jié)輸出側(cè)H橋方波電壓占空比迅速恢復(fù)輸出電壓。同時(shí)電壓調(diào)節(jié)器的輸出值又作為故障觀測器診斷開路故障,使電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)自動(dòng)重組,實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定高效的容錯(cuò)運(yùn)行,從而使變換器具有自主故障診斷和容錯(cuò)運(yùn)行能力,具有快速的暫態(tài)響應(yīng)和良好的穩(wěn)態(tài)特性。和傳統(tǒng)的容錯(cuò)控制方法相比,本方法實(shí)現(xiàn)簡單且不需增加或改動(dòng)任何硬件。此外,容錯(cuò)運(yùn)行過程快速平穩(wěn),沒有明顯的電流沖擊和電壓跌落。最后,實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本方法的可行性和有效性。

本文目前僅關(guān)注了系統(tǒng)單管開路故障工況下的容錯(cuò)控制,多管故障時(shí)系統(tǒng)的容錯(cuò)方法有待進(jìn)一步研究。另外,目前容錯(cuò)控制尚不能全面覆蓋所有類型的電力電子變換器故障,因此復(fù)雜工況下DC/DC變換器的容錯(cuò)控制將是未來研究的重點(diǎn)。

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。