方 昕李 晗

（1.安康學(xué)院電子與信息工程學(xué)院 安康 725000）（2.中國(guó)航天科技集團(tuán)公司第九研究院771所 西安 710119）

1 引言

由于電子裝置和非線性設(shè)備的廣泛應(yīng)用，電網(wǎng)電壓和電流的波形時(shí)常發(fā)生畸變，造成電能質(zhì)量的惡化［1～2］。處于最末端的配電網(wǎng)功率因數(shù)又往往很低，從而造成電網(wǎng)較大的功率負(fù)擔(dān)和額外線損。為了減輕上一級(jí)電網(wǎng)補(bǔ)償壓力，改善用戶功率因數(shù)和電壓質(zhì)量，有效降低線路損耗，提高配電變壓器的利用率和輸電效率，需要補(bǔ)償?shù)蛪簾o功負(fù)荷，這具有重要的實(shí)際意義［3～4］。

能有效補(bǔ)償?shù)蛪簾o功負(fù)荷的可控電抗器有磁閥式可控電抗器，其能借助控制回路直流的激磁改變鐵心的飽和度（工作點(diǎn)），從而達(dá)到平滑調(diào)節(jié)無功輸出的目的［5～6］。因此，對(duì)可控電抗器進(jìn)行深入和全面的研究很有必要，特別是電網(wǎng)發(fā)展及電力負(fù)荷變化的日益加劇，可控電抗器的理論研究和應(yīng)用將會(huì)有更大的意義［7～8］。

為此，本文研究了一種基于DSP控制可控電抗器的低壓動(dòng)態(tài)無功補(bǔ)償裝置［9～11］，采用增量式PID控制離散化的補(bǔ)償控制方法，能夠?qū)崟r(shí)地檢測(cè)系統(tǒng)中的電壓電流信號(hào)，對(duì)無功功率進(jìn)行閉環(huán)控制，提高了系統(tǒng)功率因數(shù)。實(shí)驗(yàn)中利用TMS320LF2407A型號(hào)的DSP，通過控制程序?qū)崿F(xiàn)對(duì)系統(tǒng)功率因數(shù)的閉環(huán)控制?？刂葡到y(tǒng)能夠補(bǔ)償電網(wǎng)的無功功率，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)0.4～0.9穩(wěn)定可調(diào)，且穩(wěn)態(tài)精度能夠達(dá)到0.05，最終保持在給定功率因數(shù)。

2 補(bǔ)償裝置結(jié)構(gòu)及工作原理

電網(wǎng)的電壓和電流信號(hào)經(jīng)過精密電壓或電流互感器和調(diào)理電路轉(zhuǎn)化為適合模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊采集的電壓信號(hào)。DSP進(jìn)行數(shù)據(jù)處理，輸出控制信號(hào)來控制可控硅的導(dǎo)通角來改變可控電抗器的直流分量，從而控制可控電抗器吸收的無功功率，進(jìn)而改變電網(wǎng)總的無功功率。該補(bǔ)償裝置結(jié)構(gòu)如圖1所示。

3 硬件電路設(shè)計(jì)

圖1 補(bǔ)償裝置結(jié)構(gòu)圖

3.1 電壓/電流調(diào)理電路設(shè)計(jì)

電網(wǎng)電壓需要經(jīng)過精密電壓互感器進(jìn)行信號(hào)采集，研究選用HPT304電流型微型精密電壓互感器，輸入輸出電流比為1∶1，輸入電流最大10mA，一次輸入電壓小于1000V（接限流電阻），一次額定電流為2mA，二次繞組會(huì)產(chǎn)生一個(gè)2mA的電流，比差允許±0.1%，角差允許12～18'，二次負(fù)載基本為0。被測(cè)的輸入電壓VIN通過限流電阻RIN限流，產(chǎn)生的0～2mA電流通過電壓互感器。通過運(yùn)算放大器，用戶可調(diào)節(jié)反饋電阻R值得到所要求的電壓輸出。設(shè)計(jì)中輸入220V，輸出要求低于2.3V（有效值），則RIN取100kΩ（1W），R1和R2取值滿足R1+R2=2.34V/2mA=1.167KΩ。其電壓第一級(jí)調(diào)理電路如圖2所示。

精密電流互感器選用HCT254，其一次側(cè)電流額定值為5A，此時(shí)二次繞組產(chǎn)生一個(gè)2.5mA的電流，比差允許±0.1%，角差允許±10'。經(jīng)過精密電流互感器后輸出小電流信號(hào)，此時(shí)不能直接進(jìn)行采集，需要再次進(jìn)行調(diào)理，再轉(zhuǎn)換為峰值為3.3V的交流電壓信號(hào)。當(dāng)設(shè)計(jì)中輸出要求2.3V時(shí)，取R=2.3V/2.5mA=0.92KΩ。其電流第一級(jí)調(diào)理電路如圖3所示。

圖2和圖3電路中運(yùn)算放大器OP07電路轉(zhuǎn)換后的交流電壓最大值為3.3V，經(jīng)過3.3V偏置電壓提升大于0的交流電壓，并通過運(yùn)算放大器將其縮小為第一級(jí)輸出信號(hào)的一半。兩個(gè)二極管起到保護(hù)作用，使得輸出的電壓限制于0V～3.3V。

圖3 電網(wǎng)電流采集模塊第一級(jí)調(diào)理電路圖

圖4 電壓/電流采集模塊后一級(jí)調(diào)理電路圖

3.2 電抗器驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

該裝置通過對(duì)功率因數(shù)的分析處理，通過DSP控制輸出的PWM波的占空比來控制晶閘管的導(dǎo)通角，從而控制可控電抗器的飽和程度，最終結(jié)果是改變投入到系統(tǒng)中的無功功率，使系統(tǒng)功率因數(shù)達(dá)到設(shè)定值。實(shí)現(xiàn)可控硅觸發(fā)所需要的電流信號(hào)，可控硅觸發(fā)電路如圖5所示，使其達(dá)到開通或關(guān)斷信號(hào)的目的，起到保護(hù)電路的目的。

圖5 可控硅觸發(fā)電路

圖中為了實(shí)現(xiàn)可控硅的相角控制，需要檢測(cè)電源電壓過零點(diǎn)，零點(diǎn)檢測(cè)電路如圖6所示。

圖6 電源電壓零點(diǎn)檢測(cè)電路

圖中，D1和D2選用1N4007型號(hào)的耐壓值為700V的二極管起保護(hù)作用，Z1選用3.1V的穩(wěn)壓管，從而確保輸入TMS320F2407的信號(hào)不超過芯片所能允許的最大電壓，實(shí)現(xiàn)對(duì)DSP的保護(hù)。

3.3 數(shù)據(jù)采集模塊電路設(shè)計(jì)

TM320LF2407A［12］型DSP器件的指令周期只有33ns，可以很好滿足控制實(shí)時(shí)性要求，且具有高性能、低成本、處理速度快、靈活、精確、抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，因此可以作為動(dòng)態(tài)無功補(bǔ)償裝置的控制核心。其還集成了更高的性能：PWM輸出接口、可同時(shí)完成采樣的雙工A/D轉(zhuǎn)換器、并行的讀數(shù)轉(zhuǎn)換與通訊及Flash存儲(chǔ)器或ROM程存儲(chǔ)器等資源，這些資源的集成大大簡(jiǎn)化了動(dòng)態(tài)無功補(bǔ)償系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。

由于TMS230F2407型DSP的片內(nèi)AD精度較低，本系統(tǒng)外擴(kuò)一個(gè)AD芯片來實(shí)現(xiàn)模數(shù)轉(zhuǎn)換功能。AD73360是AD公司推出的可編程16位∑-ΔA/D轉(zhuǎn)換器［13～15］。每個(gè)A/D轉(zhuǎn)換通道由程控放大器、高速采樣的∑-ΔA/D調(diào)制器、抽取數(shù)字濾波器組成。放大器增益、采樣率、抗混疊數(shù)字濾波器的截止頻率均可編程設(shè)置。

TMS230F2407接收到電源電壓后，由于SPI的4總線結(jié)構(gòu)與AD73360的總線結(jié)構(gòu)不同，需要進(jìn)行總線擴(kuò)展實(shí)現(xiàn)AD73360的6線結(jié)構(gòu)串口通信。用其兩個(gè)I／O口（IOPA2和IOPE4）擴(kuò)展為6總線，如圖7所示。

圖7 TMS320LF2407與AD73360的連接圖

4 軟件設(shè)計(jì)

補(bǔ)償裝置要能準(zhǔn)確地把經(jīng)過電壓電流互感器后信號(hào)送到DSP的數(shù)據(jù)處理中，并能根據(jù)不同的功率因數(shù)實(shí)現(xiàn)反饋和閉環(huán)控制，保證實(shí)時(shí)調(diào)整控制。為了保證系統(tǒng)無偏差、響應(yīng)快的控制，應(yīng)該采用合適的方法計(jì)算系統(tǒng)的功率因數(shù)及控制DSP輸出的PWM波的占空比。

4.1 功率因數(shù)的計(jì)算

當(dāng)?shù)玫剿矔r(shí)電壓u（t）與瞬時(shí)電流i（t）時(shí)，可以求出電壓、電流有效值及有功功率，從而計(jì)算得到無功功率和功率因數(shù)。具體算法如下：

電壓有效值：

電流有效值：

有功功率：

視在功率：

無功功率：

功率因數(shù)：

式中，N為采樣點(diǎn)，Ts為一個(gè)周期。

4.2 控制算法

計(jì)算得到功率因數(shù)方法后，需要設(shè)計(jì)控制算法，研究選用了一種誤差小、切換沖擊小的增量式PID控制方法，該方法原理圖如圖8所示。圖中信號(hào)在進(jìn)入控制模塊后會(huì)判斷功率因數(shù)計(jì)算值與給定值之間的偏差是否在允許的誤差范圍內(nèi)，如誤差較大則進(jìn)入PID控制并計(jì)算相應(yīng)值，其他不正確的情況返回-1。將比例控制、積分控制、微分控制三者相結(jié)合得到PID控制規(guī)律，再將其進(jìn)行離散化處理，從而得到動(dòng)態(tài)無功補(bǔ)償控制功率因數(shù)。

圖8 PID控制原理圖

1）比例控制p：主要對(duì)誤差信號(hào)進(jìn)行比例調(diào)節(jié)，相當(dāng)于及時(shí)調(diào)節(jié)器，計(jì)算方法如下：

式中，KP為比例系數(shù)，e（t）為調(diào)節(jié)器輸入偏差。

2）積分控制I：對(duì)誤差信號(hào)進(jìn)行積分調(diào)節(jié)，主要用于消除靜差，計(jì)算方法如下：

式中，TI為積分時(shí)間常數(shù)。

3）微分控制D：主要預(yù)測(cè)誤差變化的趨勢(shì)，避免振蕩和嚴(yán)重超調(diào)，計(jì)算方法如下：

式中，TD微分時(shí)間常數(shù)。由此可推出PID控制規(guī)律為

經(jīng)離散化又可得到差分方程：

4.3 整體程序框圖

系統(tǒng)的控制要求將整個(gè)控制程序分為若干個(gè)模塊，其中主要程序模塊有：主程序模塊、AD模塊、計(jì)算模塊、PI控制模塊和PWM輸出模塊等。整體框架圖如圖9所示。

圖9 整體程序框架圖

5 試驗(yàn)結(jié)果及分析

5.1 采集交流值

以電流值為例進(jìn)行說明。改變精密電流互感器原邊的電流值，從0以0.5A為步長(zhǎng)變化到5A，測(cè)量調(diào)理電路輸出的電壓值，記錄AD采樣值，整理后的結(jié)果如表1所示。

表1 電流采樣值數(shù)據(jù)表

測(cè)量值與AD采樣誤差：

引用誤差：

在誤差范圍內(nèi)，AD采樣值是可以接受的。

5.2 功率因數(shù)測(cè)量結(jié)果

系統(tǒng)通過改變接入燈箱中的測(cè)試燈的數(shù)量來模擬電網(wǎng)負(fù)載，電壓為220V不變。隨著燈數(shù)的不同，功率因數(shù)也會(huì)隨之發(fā)生變化。功率因數(shù)對(duì)比數(shù)據(jù)如下表2所示。

表2 功率因數(shù)對(duì)比數(shù)據(jù)表

由數(shù)據(jù)表可看出，隨著電流增大使計(jì)算差值越來越小，最大誤差0.054＜0.1，最小誤差0.00；當(dāng)電流足夠大到2A以上時(shí)，功率差值達(dá)到最小為0.001。在實(shí)際的電網(wǎng)中，電流往往較大，且讀數(shù)表、調(diào)理電路都會(huì)使得無功功率的結(jié)果存在誤差，因此此處測(cè)量計(jì)算的無功功率是有效的、可行的，同時(shí)也證實(shí)了此補(bǔ)償裝置能有效控制功率因數(shù)。

5.3 系統(tǒng)聯(lián)調(diào)

系統(tǒng)電氣連接如圖10所示，通過鍵盤設(shè)定一個(gè)給定的功率，DSP采集現(xiàn)有系統(tǒng)的電壓電流波形計(jì)算得到當(dāng)前的功率因數(shù)，通過PID算法輸出控制的PWM波形通過可控硅來控制可控電抗器。系統(tǒng)測(cè)試結(jié)果表明，控制系統(tǒng)能夠補(bǔ)償電網(wǎng)的無功功率，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)0.4～0.9范圍內(nèi)可調(diào)，且最大誤差為0.05。

圖10 系統(tǒng)電氣原理圖

6 結(jié)語(yǔ)

針對(duì)配電線路負(fù)荷和無功功率不穩(wěn)定的電網(wǎng)線損問題，設(shè)計(jì)了動(dòng)態(tài)無功補(bǔ)償裝置。該裝置以帶有感性負(fù)載的電網(wǎng)為控制對(duì)象，主要由無功補(bǔ)償主電路、控制電路、檢測(cè)與驅(qū)動(dòng)電路三部分組成?？刂齐娐愤x用TM320LF2407A器件為DSP控制核心，采用一種增量式PID控制離散化的低壓動(dòng)態(tài)無功補(bǔ)償控制方法，將比例控制、積分控制、微分控制三者相結(jié)合得到PID控制規(guī)律，利用C編程實(shí)現(xiàn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該裝置能夠提高系統(tǒng)功率因數(shù)，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)0.4～0.9穩(wěn)定可調(diào)，且穩(wěn)態(tài)精度能夠達(dá)到0.05，保證了無功功率調(diào)節(jié)的準(zhǔn)確性與穩(wěn)定性。