岳 偉 張世超 劉小勇 魯 挺 余 瓊

（1. 夢網(wǎng)榮信科技集團股份有限公司，遼寧 鞍山 114051；2. 榮信匯科電氣技術(shù)有限責任公司，遼寧 鞍山 114051）

基于電壓源型換流器的柔性直流輸電技術(shù)由于其有功無功解耦獨立控制、能夠接入弱電網(wǎng)、向無源負荷供電、具備電網(wǎng)黑起動能力、動態(tài)響應(yīng)快、諧波特性優(yōu)良且占地面積小等諸多優(yōu)點，在大規(guī)模間歇性新能源并網(wǎng)、孤島無源負荷供電、交流電網(wǎng)互聯(lián)和城市智能供配電等方面得到了越來越廣泛的應(yīng)用[1-5]。

隨著柔性直流輸電工程向超遠距離，超高電壓架空線輸電技術(shù)發(fā)展，必須要考慮架空線特有的直流側(cè)故障自清除的問題?；诎霕蛲負涞哪K化多電平換流器在直流側(cè)發(fā)生雙極短路故障時，由于二極管的續(xù)流作用，交流電源、半橋子模塊中的反并聯(lián)二極管及短路故障點將形成無法切斷短路電流的回路。為了使得換流器具有直流故障清除能力，國內(nèi)外學(xué)者開展了諸多新型拓撲的研究[6-11]。其中基于全橋子模塊的模塊化多電平換流器開關(guān)器件較多，開關(guān)器件利用率不高，運行損耗大，因而影響了其經(jīng)濟性。文獻[12]提出的基于半橋和全橋子模塊的混合型模塊化多電平換流器方案兼具全橋和半橋拓撲的優(yōu)點，能夠自清除直流側(cè)故障，具備降壓運行能力，同時降低了系統(tǒng)成本，具有廣闊的應(yīng)用前景。

目前對基于模塊化多電平換流器的直流輸電系統(tǒng)起動控制已有深入研究[13-14]，且主要是針對半橋拓撲結(jié)構(gòu)換流閥的起動充電控制研究，而對于全半橋混連拓撲結(jié)構(gòu)換流閥交流起動充電研究涉及較少。全半橋混連拓撲在交流側(cè)不控充電時，由于存在大量全橋模塊，整體不可控充電電壓過低，同時全半橋充電方式不同，半橋模塊是全橋模塊充電電壓的一半。半橋不可控充電電壓如果低于子模塊取能電源最低工作電壓，自取能電源無法起動，系統(tǒng)將無法正常起動。因此需要研發(fā)基于全半橋混連拓撲的交流可控充電策略。文獻[15]根據(jù)半橋子模塊的三種工作狀態(tài)，提出了閉鎖充電過程和半閉鎖充電過程，能將子模塊的電容電壓充到穩(wěn)態(tài)運行時的電壓值，在解閉鎖后交流側(cè)電流沒有過沖和畸變。但是這種方法只適用于純半橋或純?nèi)珮蜃幽K換流閥的起動充電控制。對于全半橋混連拓撲換流閥而言，在系統(tǒng)起動不控充電時，正向、負向橋臂電流均為全橋子模塊進行充電，而半橋式子模塊只在橋臂電流為正的時間段內(nèi)充電，因此在不控充電階段結(jié)束后，相同橋臂內(nèi)全橋子模塊電容充電能量是半橋子模塊的2倍，因此在兩種子模塊的電容值相同情況下，全橋子模塊的電容電壓為半橋子模塊電容電壓的2倍，造成橋臂內(nèi)全半橋模塊電壓的不平衡，半橋可能永久性無法工作。

為解決全半橋混連拓撲換流閥交流側(cè)充電時全半橋模塊電壓的不一致問題，根據(jù)全半橋混連拓撲換流閥結(jié)構(gòu)以及全半橋子模塊工作原理，分析了其交流不控充電過程，并提出一種基于模塊化多電平結(jié)構(gòu)的全半橋混連拓撲換流閥交流側(cè)可控充電方法，將交流可控充電分為3個階段并進行了詳細分析，通過可控充電提高模塊的平均電壓，并保持橋臂內(nèi)所有模塊的電壓平衡。最后通過仿真驗證了所提交流可控充電方法的正確性和有效性。

1 全半橋混連拓撲換流閥

1.1 換流閥結(jié)構(gòu)與原理

圖1所示為基于模塊化多電平的全半橋混連換流閥主電路拓撲結(jié)構(gòu)，每相由上下兩個橋臂組成，各橋臂由半橋子模塊和全橋子模塊按照一定的比例混合組成，半橋和全橋子模塊設(shè)計為相同的額定工作電壓。圖 1中：L0為橋臂電抗器電感；ipa、ipb、ipc和ina、inb、inc分別為三相上橋臂電流和三相下橋臂電流；ia、ib、ic分別為換流閥交流側(cè)三相電流；Idc為直流母線電流；Udc為極間直流母線電壓。

圖1 全半橋混連換流閥主電路拓撲結(jié)構(gòu)

其中，半橋子模塊由 2個帶反并聯(lián)二極管的IGBT構(gòu)成，有0、1兩種電平輸出，當T1導(dǎo)通時，子模塊輸出電壓為電容電壓，電容被投入；當T2導(dǎo)通時，子模塊輸出零電壓，電容被旁路。相比于半橋子模塊，全橋子模塊由 4個帶反并聯(lián)二極管的IGBT構(gòu)成，有0、-1和1三種電平的輸出，正常運行時，可使其輸出3種電平，也可以僅采用0、1兩種開關(guān)狀態(tài)。

1.2 交流不控充電分析

定義半橋模塊充電電流方向為正，對于同一橋臂中的全橋和半橋模塊，當電流方向為正時，如圖2所示，半橋模塊中電流流經(jīng)D1→C對電容進行充電如圖中虛線，全橋模塊中電流流經(jīng)D1→C→D4對電容進行充電如圖中虛線；當電流方向為負時，半橋模塊中電流流經(jīng) D2，不會對電容充電如圖中點線，而在全橋模塊中電流流經(jīng)D3→C→D2對電容進行充電如圖中點線。由此可知正向、負向橋臂電流均為全橋子模塊進行充電，半橋式子模塊只在橋臂電流為正的時間段內(nèi)充電，因此在交流不控充電時，同一橋臂內(nèi)全橋模塊電容充電能量是半橋模塊的二倍，在兩種子模塊的電容值相同情況下，全橋子模塊的電容電壓為半橋子模塊電容電壓的二倍，造成橋臂內(nèi)全半橋模塊電壓的不平衡，并且隨著時間的變化，全半橋模塊電壓偏差會越來越大，影響系統(tǒng)的起動運行，因此需要在全半橋混連拓撲換流閥交流側(cè)充電時采取控制策略確保全半橋模塊的電壓平衡。

圖2 全橋和半橋子模塊結(jié)構(gòu)

2 交流可控充電方法

基于全半橋混連拓撲的換流閥交流側(cè)可控充電策略流程圖設(shè)計如圖3所示，對換流站進行交流充電時，首先投入起動電阻，打開起動電阻的旁路開關(guān)，然后交流斷路器合閘，換流閥和電網(wǎng)連接，直流側(cè)是極連接或者極隔離不做要求，即在交流側(cè)可控充電的同時可以通過直流側(cè)給其他站充電。所提出的交流可控充電方法可分為3個階段。

圖3 混連閥組的交流側(cè)可控充電策略流程圖

1）第一階段：混合閥組不控充電階段

由于混連閥組全橋和半橋模塊中存在二極管，因此閥組通過交流電網(wǎng)給模塊電容進行不可控充電，但全橋模塊電流可以雙向流動，該階段中半橋模塊電壓始終是全橋模塊電壓的一半，不可控充電的時間越久，全橋和半橋模塊之間的電壓偏差越大。

2）第二階段：半橋模式充電階段

在全橋全部帶電后，即全橋模塊的取能電源和負責觸發(fā)的控制板和驅(qū)動板卡都能夠正常工作，此時觸發(fā)并維持所有全橋 T4IGBT，使其等效為半橋繼續(xù)充電，T4的位置如圖2所示，觸發(fā)T4后全橋在充電中等效為半橋，全橋和半橋的充電速率變得一致，全橋和半橋模塊的電壓偏差不再擴大保持穩(wěn)定。

3）第三階段：可控充電控制階段

等待橋臂內(nèi)所有模塊平均值達到設(shè)定值后，解鎖換流器，起動帶斜率的投入模塊數(shù)量控制，有選擇的逐步增加或逐步減小投入的功率模塊。該階段末期，投入模塊數(shù)一直維持在Ned，直至系統(tǒng)解鎖。

這里的功率模塊數(shù)指的是總模塊數(shù)，為投入的全橋和半橋的和，全橋模塊和半橋模塊的分配比例，是根據(jù)當前電流方向和統(tǒng)一電容電壓排序選擇的，比如在剛開始可控充電階段，半橋模塊電壓整體偏低，在充電時，優(yōu)先投入半橋模塊。

投入定義為：半橋為不觸發(fā)任何IGBT，這樣可以在充電時通過 D1為電容充電，全橋為觸發(fā) T4。切除定義為：半橋觸發(fā)下管T2，全橋觸發(fā)T2、T4，半橋和全橋結(jié)構(gòu)如圖2所示。

可控充電控制階段投入模塊主要有兩種方式：

（1）投入模塊從投入模塊數(shù)下限Nst逐步升高至投入模塊數(shù)上限Ned，如圖4所示。這種方式由于初始切除模塊數(shù)較多，因此充電速度較快和全橋與半橋之間平衡過程較短，但必須帶著起動電阻，否則會引起較大的沖擊電流。

圖4 增加投入模塊方式

（2）投入模塊從投入橋臂內(nèi)所有模塊數(shù) Nsm逐步降低至投入模塊上限Ned，如圖5所示。這種方法不必要帶起動電阻。

圖5 減小投入模塊方式

以上兩種方式中投入模塊數(shù)的上限 Ned為橋臂總模塊個數(shù) Nsm減去可投切模塊個數(shù)ΔNsm。ΔNsm的選擇可以根據(jù)充電結(jié)束后期望的模塊電壓Ucp決定，Ucp=Uac/（Nsm-ΔNsm），其中 Uac為閥側(cè)交流線電壓峰值。

在充電過程中，根據(jù)當前模塊電壓的高低，可以在維持當前投入模塊個數(shù)跟隨圖4至圖5中給定值的前提下，倒換功率模塊，投入電壓偏低的模塊，切除電壓偏高的模塊。

在上述充電過程結(jié)束后，應(yīng)切除充電電阻并等待系統(tǒng)解鎖。由于解鎖操作流程通常耗時很長，在這一階段模塊的單元可能變化，而且由于閥塔雜散參數(shù)的影響，往往出現(xiàn)橋臂一端模塊電壓逐漸變高，另外一端模塊電壓逐漸變小的情況。因此，可以在充電過程結(jié)束并切除充電電阻之后，維持上述投入的模塊數(shù)不變，相當于可控充電結(jié)束時的投入模塊數(shù)，以保持橋臂中單元的電壓不變且保持平衡。

通過以上3個階段可以實現(xiàn)全半橋混連拓撲換流閥中所有模塊電壓能夠平衡一致的升高，最終達到期望的模塊電壓值。

3 仿真驗證

為了驗證本文所提出的交流可控充電方法的有效性和正確性，搭建了基于全半橋混連拓撲的雙端MMC柔性直流輸電±10kV 60MW 背靠背樣機PSCAD仿真模型，樣機與基于國家重大專項“高壓大容量柔性直流輸電關(guān)鍵技術(shù)研究與工程示范應(yīng)用”中示范背靠背樣機參數(shù)一致，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖 6所示，系統(tǒng)基于共交流母線方式搭建，背靠背換流器有功功率只在內(nèi)部環(huán)流，交流公共母線不承受額定功率，只承擔背靠背樣機損耗功率。

圖6 雙端直流輸電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

仿真中背靠背樣機系統(tǒng)參數(shù)為：直流額定電壓±10.5kV，額定功率60MW，交流電網(wǎng)10kV，變壓器10kV/10kV，起動電阻10Ω，橋臂電抗6mH，變壓器采用星角接法，直流側(cè)經(jīng)大電阻接地。

MMC1和MMC2的結(jié)構(gòu)和參數(shù)相同，采用全半橋混連結(jié)構(gòu)，全橋子模塊數(shù)10個，半橋子模塊數(shù)2個，其中兩個全橋模塊為冗余模塊，模塊額定電壓為2.1kV，模塊電容18mF。仿真中半橋和全橋模塊基于PSCAD自帶快速模型，仿真步長50μs。

仿真針對單端交流側(cè)充電工況，初始狀態(tài)時，兩端 MMC的電容電壓為零，兩端交流斷路器和旁路開關(guān)處于斷開狀態(tài)，中間直流母線極隔離狀態(tài)。起動時（0s），閉合交流斷路器，交流系統(tǒng)通過限流電阻給MMC的電容充電，0.2s前為閥組不可控充電階段，如圖7所示，全橋模塊電壓為半橋模塊電壓的2倍；0.2s后全橋模塊觸發(fā)T4，進入半橋模式充電階段，全橋模塊在充電中等效為半橋以半橋模式充電，全橋和半橋的充電速率變得一致，全橋和半橋的電壓偏差不再擴大保持穩(wěn)定；0.5s時橋臂內(nèi)所有模塊平均值達到設(shè)定值，進入可控充電控制階段，此時起動帶斜率的可控充電控制，選擇逐步增加投入其中的功率模塊方式。由于初始切除模塊數(shù)較多，因此充電速度較快，全橋與半橋之間平衡過程較短，在0.2s內(nèi)全橋和半橋模塊電壓就趨于一致，在1.5s后所有模塊電壓逐步升高至額定電壓，系統(tǒng)可解鎖運行。

圖7 全橋和半橋子模塊平均電壓

經(jīng)過仿真，驗證了所提出的全半橋混連拓撲換流閥交流可控充電方法的有效性和正確性。

4 結(jié)論

本文簡要介紹了全半橋混連拓撲換流閥結(jié)構(gòu)和原理，分析了全半橋混連拓撲換流閥的交流不控充電過程及其全半橋模塊充電電壓的不平衡問題，并提出了一種基于模塊化多電平結(jié)構(gòu)的全半橋混連拓撲換流閥的交流側(cè)可控充電方法，將交流可控充電分為3個階段進行了詳細分析，通過觸發(fā)全橋模塊的T4IGBT使其以半橋模式充電，然后通過預(yù)設(shè)斜率控制投入相應(yīng)模塊數(shù)，通過可控充電控制可消除全半橋混連閥組交流側(cè)不可控充電全半橋模塊電壓嚴重不平衡，使得全半橋的模塊電壓高度一致，所提出方法原理簡單、思路清晰，便于工程實現(xiàn)。本文搭建了基于全半橋混連拓撲換流閥的 PSCAD仿真模型，仿真結(jié)果驗證了所提出交流可控充電方法的正確性和有效性。