周 悅，王江濤

（上海電氣集團(tuán)輸配電分公司，上海200420）

1 H橋級聯(lián)多電平逆變器拓?fù)涓攀?/h2>

在大功率高頻高壓領(lǐng)域，受開關(guān)器件耐壓值的限制，傳統(tǒng)電力電子拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)無法實(shí)現(xiàn)高壓大功率輸出，多電平變換器的思想由此提出。多電平逆變器的電路拓?fù)錃w納起來主要有三種［1］：二極管箝位型、飛躍電容型以及級聯(lián)多電平型結(jié)構(gòu)。其中，級聯(lián)型多電平逆變器無需大量箝位二極管和箝位電容，開關(guān)邏輯也不會隨著電平數(shù)的增加而越來越復(fù)雜，應(yīng)用較為廣泛。H橋串聯(lián)結(jié)構(gòu)是常見的級聯(lián)多電平逆變器拓?fù)洌ㄈ鐖D1），將若干個H橋逆變單元逐級串聯(lián)起來構(gòu)成主逆變器的各相橋臂，單元的電壓等級和串聯(lián)數(shù)量決定了主逆變器的輸出電壓。一般由N個H橋逆變單元串聯(lián)的單相支路可以產(chǎn)生（2 N＋1）個開關(guān)電平，因而可以使得輸出電壓波形具有較小的諧波和較小的電壓變化率。

級聯(lián)多電平拓?fù)湓黾恿穗娏﹄娮悠骷臄?shù)目，控制難度增大?，F(xiàn)有的專用控制芯片如TI公司的DSP，其中的PWM發(fā)生模塊數(shù)量有限，無法簡單擴(kuò)展，同時調(diào)制策略、信號檢測與數(shù)據(jù)通信會占用DSP大量資源，影響控制周期進(jìn)而影響控制精度。本文為H橋逆變單元設(shè)計(jì)了基于現(xiàn)場可編程門陣列芯片（FPGA）的通用控制系統(tǒng)。FPGA具有高速運(yùn)算和并行處理的優(yōu)勢，包含大量可任意配置的寄存器和I／O口，開發(fā)靈活。因此，本文將級聯(lián)多電平逆變器控制系統(tǒng)中的調(diào)制策略、信號檢測以及故障報(bào)警等功能分配到FPGA上實(shí)現(xiàn)，DSP僅負(fù)責(zé)控制策略和系統(tǒng)運(yùn)行流程，簡化了級聯(lián)逆變單元的統(tǒng)一調(diào)度，提高了系統(tǒng)的控制精度。

圖1 H橋級聯(lián)多電平逆變器拓?fù)洌∟＝3）

2 總體設(shè)計(jì)

圖2為H橋級聯(lián)多電平逆變器的控制系統(tǒng)示意框圖，該控制系統(tǒng)由核心算法板和H橋逆變單元控制板構(gòu)成。核心算法板選用德州儀器公司的高性能32位浮點(diǎn)數(shù)DSP芯片TMS320F28335作為中央處理器負(fù)責(zé)逆變器的控制策略，選用Altera公司的Cyclone II系列FPGA芯片EP1C6Q240C8負(fù)責(zé)與DSP以及各個H橋逆變單元控制板通信，實(shí)現(xiàn)所有級聯(lián)單元的統(tǒng)一調(diào)度。逆變單元控制板主要由一片F(xiàn)PGA芯片EP1C6Q240C8、數(shù)模轉(zhuǎn)換（ADC）芯片與一組光纖接口組成，其中FPGA負(fù)責(zé)PWM驅(qū)動脈沖生成，IGBT的故障保護(hù)，雙向光纖通信以及ADC控制等功能。

核心算法板上的DSP根據(jù)控制策略進(jìn)行計(jì)算，計(jì)算后向同一板上的FPGA輸出調(diào)制信號，該FPGA通過光纖與逆變單元控制板上的FPGA進(jìn)行數(shù)據(jù)通信，從而實(shí)時控制每個H橋逆變單元的輸出，同時獲得逆變單元的狀態(tài)信息，如直流母線電壓和IGBT溫度與故障信息等，實(shí)現(xiàn)了低壓控制系統(tǒng)與高壓執(zhí)行機(jī)構(gòu)之間的隔離，增強(qiáng)了控制系統(tǒng)運(yùn)行的穩(wěn)定性和可靠性。

由于每一塊H橋逆變單元控制板所需實(shí)現(xiàn)的功能是相同的，因此其中的FPGA采用完全相同的程序，使得逆變單元及其控制板與驅(qū)動電路得以模塊化，在簡化了軟件設(shè)計(jì)的同時也方便了逆變單元的級聯(lián)連接、調(diào)試與更換。核心算法板上的FPGA會根據(jù)光纖接口的不同，向H橋逆變單元控制板發(fā)送相應(yīng)的控制信號，用以區(qū)分在級聯(lián)多電平逆變器中處于不同位置的逆變單元。

圖2 H橋級聯(lián)多電平逆變器控制系統(tǒng)框圖

3 光纖通信設(shè)計(jì)

光纖傳輸速率高、損耗低，不受電磁干擾，并且重量輕，很適合作為高頻高壓設(shè)備中的傳輸介質(zhì)。本文設(shè)計(jì)了基于FPGA的數(shù)字化光纖傳輸方案，在標(biāo)準(zhǔn)的異步串行通信方式上稍加修改，自定義了一個雙向異步串行通信協(xié)議，數(shù)據(jù)幀格式如表1所示。

表1 數(shù)據(jù)幀格式

協(xié)議數(shù)據(jù)幀的第一位是起始位，沒有數(shù)據(jù)傳送時處于邏輯“1”狀態(tài)，當(dāng)發(fā)送端要發(fā)送一幀數(shù)據(jù)時，首先發(fā)出一位邏輯“0”信號，這個邏輯低電平就是起始位。起始位通過光纖傳送到接收端，接收端檢測到這個邏輯低電平后就開始準(zhǔn)備接收有效數(shù)據(jù)。起始位的作用就是表示有效數(shù)據(jù)傳送開始。當(dāng)接收端收到起始位后，緊接著就會收到3個16 bits的有效數(shù)據(jù)，每個數(shù)據(jù)均是從低位開始傳輸。有效數(shù)據(jù)發(fā)送完之后發(fā)送一位奇偶校驗(yàn)位，用于有限差錯檢測，發(fā)送端和接收端需約定一致的奇偶校驗(yàn)方式。奇校驗(yàn)位之后是停止位。停止位是一位邏輯“l(fā)”，它是一幀數(shù)據(jù)傳送結(jié)束的標(biāo)志。由于接收端只能根據(jù)計(jì)算數(shù)據(jù)線空閑時間來尋找有效數(shù)據(jù)幀的起始位，因此空閑位必須大于數(shù)據(jù)位之和，此處設(shè)計(jì)為60 bits。

光纖收發(fā)器的價格通常與其傳輸速率成正比，而級聯(lián)多電平逆變器系統(tǒng)中光纖通信速率必須高于單個H橋逆變單元的開關(guān)頻率，才能確保逆變單元及時更新調(diào)制波信號，若使用自然采樣法產(chǎn)生PWM脈沖，則光纖通信速率應(yīng)幾十倍于開關(guān)頻率。綜合考慮成本因素與數(shù)據(jù)傳輸速率要求，本文選用了傳輸速率為5 Mbps的光纖接收器HFBR－2521與光纖發(fā)送器HFBR－1521。

數(shù)據(jù)幀發(fā)送程序較容易實(shí)現(xiàn)，只需設(shè)計(jì)一個由5 M的時鐘驅(qū)動的兩段式狀態(tài)機(jī)。兩段均采用同步時序的always模塊，做到了同步寄存器的輸出，消除了組合邏輯輸出的不穩(wěn)定與毛刺的隱患，而且更利于時序路徑分組，一般來說在FPGA上的綜合與布局布線效果更佳。其中第一段程序根據(jù)表1中的數(shù)據(jù)幀格式判斷狀態(tài)跳轉(zhuǎn)條件是否成立，并由此更新當(dāng)前輸出狀態(tài)，第二段程序根據(jù)當(dāng)前輸出狀態(tài)發(fā)送相應(yīng)數(shù)據(jù)位。

數(shù)據(jù)幀接收程序相對復(fù)雜，光纖傳輸幾乎不受電磁干擾，因此接收端無需對接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行濾波，但是光纖收發(fā)電路會帶來固有的幾十納秒的邊沿延時，給接收端的解碼帶來困難。因此接收端收到的數(shù)據(jù)首先需要經(jīng)過一個信號整形模塊，用以補(bǔ)償光纖收發(fā)電路帶來的邊沿延時。接著通過對空閑位計(jì)數(shù)來尋找有效數(shù)據(jù)幀，當(dāng)空閑位計(jì)數(shù)超過50即可認(rèn)為有效數(shù)據(jù)幀即將到來，此時接收到的第一個邏輯“0”信號便是有效數(shù)據(jù)幀的起始位，之后按照5M的波特率依次接收數(shù)據(jù)位。在此過程中為減少誤碼，通常使用“過采樣”的方法，即接收端使用幾倍于波特率的采樣時鐘對接收到的信號進(jìn)行采樣。

4 載波移相SPWM脈沖的生成

應(yīng)用于級聯(lián)多電平逆變器中的PWM控制方法有：階梯波調(diào)制法［2］、消除諧波法［3］、開關(guān)頻率優(yōu)化法［4］、三角載波移相法［5］等。本文選用了三角載波移相法，該方法的特點(diǎn)是所有逆變單元模塊的調(diào)制波相同，但每個模塊的三角載波與其相鄰模塊的載波之間存在一個相移，使得各模塊所產(chǎn)生的SPWM脈沖在相位上錯開，從而使各模塊最終疊加輸出的SPWM波的等效開關(guān)頻率與級聯(lián)單元數(shù)成正比，在不提高IGBT開關(guān)頻率的情況下可以有效減小輸出諧波。

核心算法板上的DSP將計(jì)算出的三相調(diào)制波以及當(dāng)前系統(tǒng)中每一相的級聯(lián)單元數(shù)量發(fā)送至同一板上的FPGA。該FPGA根據(jù)級聯(lián)單元數(shù)計(jì)算出每個逆變單元載波的移相角，最后將調(diào)制波與移相角通過光纖分別發(fā)送給每個逆變單元控制板上的FPGA。根據(jù)載波移相法的特點(diǎn)，移相角的不同已經(jīng)決定了逆變單元輸出電壓的不同，因此逆變單元控制板上的FPGA程序無需根據(jù)此單元在逆變器中的具體位置來設(shè)計(jì)，可以使用完全相同的程序。

單個H橋級聯(lián)逆變單元中采用了單極倍頻SPWM調(diào)制方式，其原理如圖3所示。圖3（a）中的調(diào)制波與一對互補(bǔ)的三角載波做比較，得到圖3（b）、（c）中左右兩個橋臂上管的觸發(fā)脈沖。該調(diào)制方式輸出波形在調(diào)制波的正半周只有正脈沖電壓，調(diào)制波的負(fù)半周只有負(fù)脈沖電壓，因此是單極性SPWM控制。但是因?yàn)檩d波為雙極性，在載波頻率相同也就是開關(guān)頻率相同的情況下，輸出電壓的脈波數(shù)大約為單級SPWM調(diào)制的兩倍，可以有效減少開關(guān)損耗并且改善輸出電壓波形質(zhì)量。

圖3 單極倍頻SPWM調(diào)制原理

單極倍頻SPWM調(diào)制方式的實(shí)現(xiàn)主要由三角載波發(fā)生模塊、比較模塊、死區(qū)發(fā)生模塊構(gòu)成。其中三角載波產(chǎn)生原理如圖4所示，是通過一個增減計(jì)數(shù)器來實(shí)現(xiàn)的。計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)初值為該級聯(lián)單元模塊的移相角，首先進(jìn)行增計(jì)數(shù)，當(dāng)計(jì)數(shù)值達(dá)到峰值時，進(jìn)入減計(jì)數(shù)，當(dāng)計(jì)數(shù)值遞減至0，再進(jìn)入增計(jì)數(shù)，以此類推。在比較模塊中，將調(diào)制波數(shù)值與三角載波當(dāng)前值進(jìn)行比較，如果調(diào)制波大于載波，則左橋臂上管觸發(fā)導(dǎo)通，反之封鎖。將載波計(jì)數(shù)峰值減去三角載波當(dāng)前值得到互補(bǔ)的三角載波，再將調(diào)制波與互補(bǔ)的三角波進(jìn)行比較，如果調(diào)制波較大，則右橋臂上管觸發(fā)導(dǎo)通，反之封鎖。左、右橋臂下管的觸發(fā)脈沖可以分別由左、右橋臂上管的觸發(fā)脈沖取反得到，但是必須加上死區(qū)時間。死區(qū)發(fā)生模塊的基本原理是，當(dāng)觸發(fā)脈沖由“0”向“1”跳變，即對應(yīng)開關(guān)管的狀態(tài)應(yīng)該由封鎖轉(zhuǎn)為觸通時，將原先的封鎖狀態(tài)維持4～6μs，從而產(chǎn)生死區(qū)。

圖4 三角載波產(chǎn)生原理

5 模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片控制

模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片種類繁多，本文使用了TI公司的6通道16位ADC芯片AD7656，該芯片工作時序如圖5所示。圖中CONVST A，B，C為轉(zhuǎn)換起始信號、CS為片選信號、RD為讀數(shù)據(jù)信號，BUSY為轉(zhuǎn)換狀態(tài)反饋信號。每個采樣周期內(nèi)，F(xiàn)PGA將AD7656的CONVST A，B，C管腳全部置高，6個通道同時開始轉(zhuǎn)換，當(dāng)FPGA接收到BUSY的下降沿，表示轉(zhuǎn)換已經(jīng)完成，此時將CS和RD依次置低，在16位數(shù)據(jù)線上可以順序讀到6路通道的采樣值。

圖5 AD7656并行接口時序圖

6 試驗(yàn)結(jié)果

在驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)平臺中，將本文設(shè)計(jì)的控制系統(tǒng)應(yīng)用于三相三單元，H橋級聯(lián)逆變電路中，每個H橋單元分別由獨(dú)立的不控整流產(chǎn)生的100 V直流電源供電，單相電壓輸出通過三個H橋逆變單元串聯(lián)得到。每個H橋單元的三角載波頻率為2.5 kHz，單極倍頻后可達(dá)到約5 kHz。

圖6和圖7分別是該電路相電壓在濾波器輸入側(cè)和輸出側(cè)的電壓波形。圖6中可以清楚看到三個H橋逆變單元串聯(lián)輸出電壓波形呈現(xiàn)出9個開關(guān)電平，與正弦波非常近似。

圖6 級聯(lián)數(shù)N＝3的濾波前三相輸出波形

圖7 級聯(lián)數(shù)N＝3的濾波后三相輸出波

7 結(jié)束語

本文提出的基于FPGA的H橋級聯(lián)多電平逆變器通用控制系統(tǒng)，將調(diào)制策略、信號檢測與數(shù)據(jù)通信分配到FPGA中實(shí)現(xiàn)，系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)快，計(jì)算精度高，通訊抗干擾能力強(qiáng)，試驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該控制系統(tǒng)的可行性。由于該系統(tǒng)中的H橋逆變單元及其控制器采用了模塊化設(shè)計(jì)，易于移植與擴(kuò)展，只需改變DSP中的控制策略就可以將該控制系統(tǒng)運(yùn)用至不同電壓等級的動態(tài)電壓恢復(fù)器、高壓變頻器等設(shè)備中。