劉高輝，王恒超

(西安理工大學(xué)自動化與信息工程學(xué)院，西安 710048)

0 引言

近年來，隨著無線通信技術(shù)和計算機技術(shù)的快速發(fā)展，IEEE802.11系列協(xié)議已經(jīng)成為無線局域網(wǎng)的主要標準。自從1991年推出IEEE802.11b和IEEE802.11a以來，由于兩者各有所長但卻互不兼容，因此爭論不斷［1］。在這種情況下，推出了結(jié)合IEEE802.11a和IEEE802.11b兩者各自優(yōu)點的IEEE802.11g協(xié)議標準，IEEE802.11g運行在2.4 GHz頻段，既實現(xiàn)了較高的傳輸數(shù)據(jù)速率也實現(xiàn)了與IEEE802.11b產(chǎn)品的兼容。IEEE802.11g主要的調(diào)制技術(shù)有:補碼鍵控 (CCK)和正交頻分復(fù)用 (OFDM)技術(shù)等。但是，面對用戶對數(shù)據(jù)速率不斷地增加的需求，CCK的數(shù)據(jù)速率比較低，因此CCK調(diào)制方式［2］已經(jīng)無法滿足用戶需求。因此，本文主要研究IEEE802.11g中使用的OFDM技術(shù)。在許多運動場景中，由于發(fā)射端和接收端之間相對的高速移動，導(dǎo)致無線信道的時變特性更加明顯，高速移動引起的多普勒效應(yīng)會導(dǎo)致多普勒頻偏［3］，會破壞OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性［4］，出現(xiàn)明顯的載波間干擾(ICI)［5］。無線信道不像有線信道固定且對信號影響可預(yù)見，由于信號在無線信道傳輸?shù)倪^程中會遇到樓宇、樹木等各種障礙物以及起伏的地形，所以接收端接收的信號不是單一路徑的信號而是許多經(jīng)過不同路徑信號疊加的總和，每條經(jīng)過不同路徑的信號到達接收端的時間和相位均不相同，引起接收信號的幅度發(fā)生劇烈變化而產(chǎn)生多徑衰落。由于無線通信設(shè)備越來越多，頻譜這種不可再生資源也越來越緊張，多個系統(tǒng)共用同一頻段的情況越來越普遍，特別是IEEE802.11g工作的2.4 GHz頻段，由于該頻段是全球免牌照頻段，可以免費使用，例如無線城市的Wi－Fi系統(tǒng)、醫(yī)用微波治療儀、微波爐和2.4 G無繩電話等，在這種情況下出現(xiàn)相互干擾就不可避免了。文獻［6］中構(gòu)建基于Simulink的基帶OFDM無線通信系統(tǒng)的仿真模型，研究了不同信道以及不同長度的保護間隔時OFDM系統(tǒng)的誤碼率變化情況。文獻［7］中構(gòu)建了高速移動環(huán)境下的OFDM仿真系統(tǒng)模型，通過選擇合適的時變信道參數(shù)，研究了發(fā)射端或者接收端在不同移動速度的情況下引起的多普勒效應(yīng)對系統(tǒng)性能的影響。文獻［8］對時變多徑衰落信道下的OFDM系統(tǒng)性能進行了分析與研究。目前，還未見到文獻對綜合高速移動、多徑效應(yīng)、同頻干擾等多個復(fù)雜環(huán)境下IEEE802.11g中OFDM信號進行過仿真。因此，為了研究多場景復(fù)雜電磁環(huán)境下OFDM系統(tǒng)的性能，本文通過搭建復(fù)雜環(huán)境下OFDM系統(tǒng)的仿真模型，通過該模型不僅可以研究高速移動產(chǎn)生的多普勒頻移、無線信道障礙物引起的多徑效應(yīng)以及同頻干擾等復(fù)雜環(huán)境對OFDM系統(tǒng)性能的影響，還可以作為今后OFDM系統(tǒng)性能進一步提升的實驗和驗證平臺。

1 復(fù)雜環(huán)境下OFDM系統(tǒng)的信號模型

1.1 發(fā)射端等效基帶信號

OFDM技術(shù)是一種多載波調(diào)制技術(shù)，其主要思想是在頻域?qū)⑿诺绖澐殖稍S多正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成并行的N路低速子數(shù)據(jù)流［9］，在N個相互正交的載波上進行傳輸，如果某一個子載波在某一頻率處取得頻率的最大值，則其余子載波在此處的頻率取值為零。解調(diào)的過程就是計算每一個子載波頻率譜取值最大的地方，只需要確定所有子載波在頻率上不要出現(xiàn)移動情況，就能夠從合成的信號中無差錯的解調(diào)出每一個信道上傳輸?shù)男盘?，并且不會因其他信道上調(diào)制信號的干擾而造成誤碼［10］。

在實際系統(tǒng)中，OFDM技術(shù)的調(diào)制和解調(diào)是通過IFFT(逆快速傅里葉變換)和FFT(快速傅里葉變換)來實現(xiàn)的，發(fā)射端的OFDM等效基帶信號表示為［7］:

式中，N表示子載波個數(shù);Ts表示采樣周期;T表示OFDM符號周期;di(i=0，1，．．N－1) 表示第 i個子信道的數(shù)據(jù)符號;ωi=2πfi=2π (f0+i*Δf)表示第i個子載波的載波角頻率，子載波間隔為Δf=1/(N*Ts)=1/T，為了方便公式推導(dǎo)，令f0=0。

1.2 多徑傳播與高速移動因素

在無線移動通信中，由于傳輸路徑中障礙物或者地勢的起伏而引起信號在傳輸過程中發(fā)生散射、繞射或者反射等現(xiàn)象［11］，使得發(fā)射端信號通過不同的傳輸路徑到達接收端，因此接收端接收到的信號是發(fā)射端信號在無線傳輸中經(jīng)不同時延的多路徑信號疊加的總和。再加上發(fā)射端和接收端之間的相對移動，還加入了多普勒效應(yīng)，使多徑衰落具有時變性。無線時變衰落信道的沖激響應(yīng)可表示為:

式中，fDp:0＜fDp＜FD; τp:0＜τp＜τmax;FD表示最大多普勒頻移，τmax表示多徑傳輸?shù)淖畲髸r延，Np表示多徑徑數(shù)。

式 (2)對τ作FFT變換，得時變無線衰落信道傳輸函數(shù)為:

式中，ωDp=2πfDp，ω的取值與ωi(i=0，1，．．N － 1) 相同。

OFDM信號S(t)經(jīng)過 H(t，ω)函數(shù)后的信號可表示為:

1.3 同頻干擾因素

研究干擾信號對OFDM信號的影響。按照信號頻率，通常將干擾信號分成非同頻干擾信號和同頻干擾信號［1214］，為了研究更具體，本文只研究同頻干擾信號對OFDM信號的影響。本文選取BPSK信號作為同頻干擾信號，由于表示BPSK信號的兩種碼元的波形相同，相位相反，故BPSK信號在時域中表示為一個雙極性全占空矩形脈沖序列與一個正弦載波的乘積，即:

式中，g(t)表示脈沖寬度為Ts的單個矩形脈沖，an的統(tǒng)計特性為:

因此考慮高速移動、多徑傳播和同頻干擾等因素之后接收端的信號可表示為:

式中，第一項為高速移動與多徑傳播之后的接收信號，第二項為同頻干擾信號，第三項為高斯白噪聲。

2 復(fù)雜環(huán)境下OFDM系統(tǒng)仿真框圖

根據(jù)上文對OFDM的基本原理的分析和研究，在Matlab環(huán)境下搭建了綜合考慮考慮高速移動、多徑傳播以及同頻干擾等復(fù)雜環(huán)境下OFDM系統(tǒng)的仿真框圖，如圖1。

圖1 復(fù)雜環(huán)境下OFDM系統(tǒng)仿真框圖

在發(fā)射端，對輸入的數(shù)據(jù)經(jīng)過卷積編碼、交織、16QAM調(diào)制、插入導(dǎo)頻，再通過N點的IFFT變換等步驟，完成多載波調(diào)制，然后再添加CP(循環(huán)前綴)，之后經(jīng)過上采樣、成型濾波和上變頻等，最后進行模數(shù)變換使信號進入無線信道中進行傳輸。

在無線移動通信過程中，信號在無線信道會受到高速移動、多徑傳播以及同頻干擾信號等復(fù)雜環(huán)境的影響。為了研究不同復(fù)雜環(huán)境對OFDM信號的影響關(guān)系，在傳輸過程中加入對應(yīng)的影響因素。因為多普勒頻偏的大小與發(fā)射端和接收端之間的相對運動的速度有關(guān)，設(shè)置不同的相對移動速度就可以模擬實際應(yīng)用中由于快速移動而產(chǎn)生的多普勒頻移對OFDM系統(tǒng)性能產(chǎn)生的影響。為了模擬多徑傳輸環(huán)境，在仿真模型中，設(shè)有1－5條多徑傳輸?shù)挠行窂剑煞謩e設(shè)定每一條路徑的沖擊響應(yīng)幅值和歸一化延遲時間(時延值/采樣間隔)，通過選取不同的徑數(shù)和延遲時間來模擬實際應(yīng)用中由于障礙物的遮擋而引起信號的散射、繞射和反射產(chǎn)生的多徑效應(yīng)。在臨近接收端時，附近的同頻干擾信號會混入有用信號中一同進入接收端，對OFDM信號形成干擾，因此在信道中加入同頻干擾信號。

在接收端，信號在經(jīng)過無線傳輸信道到達接收端之后進行數(shù)模轉(zhuǎn)換、下變頻等一系列與發(fā)射端相反的逆變換解調(diào)出原始信息。

3 仿真結(jié)果及分析

3.1 仿真參數(shù)

根據(jù)圖1的仿真框圖并結(jié)合IEEE802.11g的基本參數(shù)規(guī)定，給出OFDM系統(tǒng)仿真的參數(shù)，如表1所示。

表1 IEEE802.11g中的OFDM主要參數(shù)

設(shè)定多徑信道的最大時延擴展為 200 ns，而IEEE802.11協(xié)議所規(guī)定的的保護間隔 (即循環(huán)前綴)的長度為最大時延擴展的3～4倍，即最大為800 ns。為了獲得較高的數(shù)據(jù)傳輸速率，802.11協(xié)議規(guī)定OFDM符號長度為4 μs(其中OFDM數(shù)據(jù)符號時間為3.2 μs，循環(huán)前綴時間為0.8 μs)，又根據(jù)子載波間隔等于OFDM數(shù)據(jù)付好時間的倒數(shù)，決定了802.11系列協(xié)議子載波的間隔為312.5 kHz。

3.2 不同移動速度下的接收端星座圖

對比高速移動環(huán)境和靜態(tài)環(huán)境，通信系統(tǒng)信號的不同點主要表現(xiàn)在存在較大的多普勒頻移和信道時變上。多普勒頻移是由多普勒現(xiàn)象引起的，由于發(fā)射端和接收端之間的相對運動，使得接收信號的頻率相對發(fā)射端信號的頻率變大或者變小。當接收端相對于發(fā)射端遠離時，接收到的信號頻率會變小，相反，接收端的信號頻率會變大，多普勒頻移也體現(xiàn)了無線通信系統(tǒng)中通信信號的時變性。多普勒頻移和速度的關(guān)系:

其中:C為光速，v為移動速度，fc為載波頻率，θ為波到達方向和接收機移動方向的夾角 (設(shè)其為零)。

圖2 速度為80 km/h時的星座圖

圖3 速度120 km/h時的星座圖

圖4 速度為160 km/h時的星座圖

為了研究由于高速移動而引起的多普勒頻移對IEEE802.11g中OFDM信號的影響，根據(jù)式 (8)，本文分別仿真得到移動速度分別為80 km/h、120 km/h和160 km/h下的接收端的星座圖。圖2－圖4分別是在瑞利衰落信道下發(fā)射端和接收端相對移動速度分別為80 km/h、120 km/h和160 km/h下的接收端的星座圖，通過觀察圖2－圖4，可以得出:發(fā)射端和接收端的相對移動引起的多普勒頻移會導(dǎo)致接收端的星座圖發(fā)生旋轉(zhuǎn)。當發(fā)射端和接收端處于低速狀態(tài)時 (80 km/h)時，接收端的星座圖發(fā)生旋轉(zhuǎn)較小，隨著發(fā)射端和接收端的相對移動速度不斷的增加，接收端的星座圖旋轉(zhuǎn)的角度越來越大。OFDM系統(tǒng)在接收端能夠正確解調(diào)是建立在子載波之間正交性上的，當沒有頻率偏移時，OFDM系統(tǒng)的各個子載波之間保持正交，可以無差錯的解調(diào)，當由于發(fā)射端和接收端之間存在相對運動時，產(chǎn)生多普勒頻移，破壞子載波間的正交性，引起載波間干擾，從而導(dǎo)致系統(tǒng)性能的下降。因此，根據(jù)仿真得到的結(jié)果表明隨著接收端和發(fā)射端之間的移動速度越來越大，IEEE802.11g中的OFDM信號受多普勒頻移的不利影響也隨之變大，因此，在今后的研究工作中需要采用分集、信道估計的技術(shù)來減少高速移動對IEEE802.11g中的OFDM信號的影響。

3.3 不同路徑數(shù)下的接收端星座圖

無線通信的主要特征是多徑傳播和多徑時延。同一發(fā)射端發(fā)射的信號由于多徑傳播的存在導(dǎo)致到達接收端的信號并不是單一信號而是許多具有不同時延和能量的信號的綜合。為了研究不同路徑條數(shù)對IEEE802.11g中的OFDM系統(tǒng)接收端信號的影響，在保持移動速度140 km/h不變的情況下分別選取1徑 (歸一化延遲時間為1 μs)、3徑 (歸一化延遲時間分別為1，2，4 μs)和5徑 (歸一化延遲時間分別為1，2，4，5，7 μs) 三種情況觀察接收端信號的星座圖如圖5－圖7。

圖5 1徑接收端星座圖

圖5為單一路徑時接收端的星座圖，對比圖6(3徑)和圖7(5徑)的接收端星座圖的變化可以看出，隨著路徑條數(shù)以及各路徑延遲時間的增加，接收端的星座點發(fā)生隨機擴散，且隨著路徑和各徑延遲時間的增加隨機擴散越來越明顯，從而導(dǎo)致OFDM系統(tǒng)的性能下降。圖7顯示的接收端星座圖已經(jīng)很模糊，各個星座點已經(jīng)無法辨識，誤碼率極高。這表明多徑傳播和多徑時延對IEEE802.11g中的OFDM信號有著明顯的影響，因此，為了提高OFDM系統(tǒng)的性能，在今后的仿真中需要加入信道均衡來消除多徑傳輸和延遲對OFDM系統(tǒng)的不利影響。

圖6 3徑接收端星座

圖7 5徑接收端星座圖

3.4 同頻干擾信號對有用信號的頻譜影響

隨著各種通信設(shè)備的爆發(fā)式增長，同頻干擾信號對有用信號的干擾越來越嚴重。為了研究同頻干擾信號對OFDM系統(tǒng)的影響，在無線信道中給有用信號加入同頻干擾信號，本文中取BPSK信號作為干擾信號來探究干擾信號對OFDM系統(tǒng)的影響。

圖8 無干擾信號的接收端信號頻譜

通過觀圖8和圖9的頻譜圖變化，由圖可見，在OFDM系統(tǒng)接收端加入以BPSK信號為同頻干擾的信號以后，由于BPSK信號在很窄的帶寬內(nèi)信號功率卻遠高于OFDM信號，因此OFDM系統(tǒng)的性能將明顯惡化。而在實際應(yīng)用中，由于需求快速增長和頻譜資源不可再生之間的矛盾，多個無線系統(tǒng)共用同一頻段、相互干擾的現(xiàn)象在所難免，特別是寬帶通信系統(tǒng)中，帶寬窄、功率高的同頻干擾信號將會對系統(tǒng)性能產(chǎn)生很大的影響，因此，在OFDM系統(tǒng)中要加入抑制同頻干擾的技術(shù)來提高復(fù)雜電磁環(huán)境下OFDM系統(tǒng)的性能。

圖9 添加BPSK干擾信號的接收端信號頻譜

4 結(jié)束語

為了研究高速移動、多徑和同頻干擾等復(fù)雜動態(tài)環(huán)境對IEEE802.11g系統(tǒng)中OFDM信號的影響，本文通過構(gòu)建具有高速移動、多徑傳播以及同頻干擾等復(fù)雜環(huán)境下的IEEE802.11g的OFDM系統(tǒng)仿真模型，研究復(fù)雜環(huán)境對OFDM信號的影響。仿真結(jié)果表明高速移動所產(chǎn)生的多普勒頻移、由于無線傳輸中的障礙物而引起的多徑效應(yīng)以及窄帶寬、高功率的同頻干擾信號等對于IEEE802.11g的OFDM信號影響非常大。因此，在今后的研究工作中，應(yīng)加入消除多普勒頻移估計、信道均衡及抑制同頻干擾等技術(shù)來提高復(fù)雜環(huán)境下IEEE802.11g的OFDM系統(tǒng)的性能。