孫 躍, 代 林, 葉兆虹, 唐春森, 譚若兮

(重慶大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院, 重慶市 400044)

0 引言

感應(yīng)耦合電能傳輸(inductively coupled power transfer,ICPT)技術(shù)是一種借助高頻電磁場(chǎng),通過(guò)磁耦合機(jī)構(gòu)并基于電磁感應(yīng)原理實(shí)現(xiàn)電能無(wú)線傳輸?shù)募夹g(shù)。近年來(lái),該技術(shù)在國(guó)內(nèi)外得到了廣泛的研究,并成功應(yīng)用于電動(dòng)汽車、機(jī)器人、生物醫(yī)電、家用電器等領(lǐng)域[1-6]。隨著ICPT技術(shù)研究的深入,磁耦合機(jī)構(gòu)原副邊的信號(hào)通信及其通信質(zhì)量的優(yōu)良成為決定ICPT系統(tǒng)性能高低的關(guān)鍵因素之一,ICPT系統(tǒng)的能量信號(hào)同步傳輸成為該領(lǐng)域的又一研究熱點(diǎn)。

在目前ICPT系統(tǒng)能量信號(hào)同步傳輸方式中,從傳輸策略來(lái)看,主要分為射頻技術(shù)[7-10]、雙通道技術(shù)[11-13]和單通道技術(shù)。比較而言,從提高系統(tǒng)集成度和可靠性考慮,單通道技術(shù)更具有應(yīng)用前景和研究?jī)r(jià)值。目前,單通道技術(shù)從信號(hào)傳輸模式來(lái)看主要分為能量調(diào)制式與載波調(diào)制式,在能量調(diào)制式中,通過(guò)產(chǎn)生及識(shí)別能量包絡(luò)實(shí)現(xiàn)信號(hào)傳輸,主要有調(diào)壓式(改變逆變電路輸入電壓)[14-16]、調(diào)頻式(改變逆變電路開關(guān)管工作頻率)[17]及調(diào)諧式(改變諧振電路參數(shù))[18],這些方式具有原理簡(jiǎn)單、結(jié)構(gòu)不復(fù)雜及易實(shí)現(xiàn)的優(yōu)勢(shì),而主要問(wèn)題在于電能質(zhì)量較差且信號(hào)傳輸速率不高;在載波調(diào)制式中,通過(guò)正弦波載波調(diào)制技術(shù)將基帶信號(hào)頻譜拓寬以利于信號(hào)在信道中傳遞,將已調(diào)信號(hào)注入主能量通路中,利用能量通道復(fù)用為信號(hào)信道進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸[19-23],該方法往往對(duì)電能傳輸影響較小,因此得到廣泛研究與應(yīng)用。

信號(hào)的反向(副邊到原邊)傳輸在實(shí)際ICPT系統(tǒng)工程應(yīng)用中具有重要的價(jià)值。目前,基于共享通道的ICPT系統(tǒng)信號(hào)反向傳輸研究文獻(xiàn)中,文獻(xiàn)[24-25]提及系統(tǒng)信號(hào)反向傳輸對(duì)電能傳輸有一定影響,實(shí)現(xiàn)了較低速率的信號(hào)反向傳輸;文獻(xiàn)[19,22]的研究成果也能實(shí)現(xiàn)信號(hào)反向傳輸,但系統(tǒng)信噪比、拓?fù)浼捌鋮?shù)有待進(jìn)一步優(yōu)化。文獻(xiàn)[19]結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,但其信號(hào)耦合變壓器與諧振線圈直接串聯(lián)連接,使信號(hào)載波在信號(hào)傳輸過(guò)程中會(huì)因原副邊電能諧振回路的影響經(jīng)歷兩次衰減而不利于信號(hào)拾取,且信號(hào)發(fā)射變壓器直接與諧振線圈相連時(shí)會(huì)產(chǎn)生耦合電壓,該耦合電壓的反饋?zhàn)饔眉哟罅诵盘?hào)發(fā)生電路的設(shè)計(jì)要求。文獻(xiàn)[22]結(jié)構(gòu)相對(duì)復(fù)雜,其信號(hào)耦合變壓器與諧振線圈間接并聯(lián)連接,其創(chuàng)新性在于利用阻波電路抑制了電能對(duì)載波信號(hào)的干擾,但該文在系統(tǒng)電能參數(shù)及信號(hào)參數(shù)配置方面還有待優(yōu)化。為此,本文在深入分析文獻(xiàn)[19,22]的基礎(chǔ)上,綜合兩篇文獻(xiàn)的優(yōu)點(diǎn),對(duì)本文兼顧系統(tǒng)低復(fù)雜度與高信號(hào)電壓增益的拓?fù)溥M(jìn)行參數(shù)優(yōu)化設(shè)計(jì),并通過(guò)仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了設(shè)計(jì)方法的可行性。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖1為基于共享通道的ICPT系統(tǒng)能量信號(hào)串并聯(lián)傳輸技術(shù)電路拓?fù)洹ｋ娫碋dc經(jīng)過(guò)由開關(guān)管S1到S4構(gòu)成的全橋逆變形成高頻交變電壓源;經(jīng)過(guò)由原邊諧振電容CP,原邊諧振線圈LP及信號(hào)拾取變壓器原邊線圈LR1構(gòu)成的諧振網(wǎng)絡(luò)后,產(chǎn)生高頻交變電流;經(jīng)過(guò)磁感應(yīng)耦合作用在副邊線圈生成感應(yīng)電動(dòng)勢(shì);該感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)經(jīng)過(guò)副邊諧振線圈LS及副邊諧振電容CS,以及阻波網(wǎng)絡(luò)中的阻波線圈LZ與電容CZ,再經(jīng)過(guò)二極管D1到D4整流單元和濾波電容CF后給負(fù)載RL供電,MP為磁耦合機(jī)構(gòu)互感；MT為信號(hào)發(fā)射變壓器互感；LT1和LT2為信號(hào)發(fā)射線圈自感。

圖1 ICPT系統(tǒng)能量信號(hào)反向同步傳輸拓?fù)銯ig.1 Topology of power and signal reverse synchronous transmission in ICPT system

在基于共享通道的能量信號(hào)同步傳輸技術(shù)中,有兩個(gè)因素制約著信號(hào)拾取。首先,ICPT系統(tǒng)的電能諧振網(wǎng)絡(luò)具有選頻放大作用,其電能諧振頻率是千赫茲級(jí),而在實(shí)際工程中為保證信號(hào)傳輸速率,往往使載波頻率比電能諧振頻率高十倍及以上而達(dá)到萬(wàn)赫茲級(jí),故諧振網(wǎng)絡(luò)對(duì)載波信號(hào)有衰減作用,若衰減過(guò)大則信號(hào)接收幅值將因過(guò)小而不足以被接收與識(shí)別。其次,ICPT系統(tǒng)在傳輸信號(hào)時(shí),電能串?dāng)_過(guò)大也會(huì)使信號(hào)信噪比降低,從而增大信號(hào)解調(diào)難度甚至導(dǎo)致信號(hào)通信失敗。

為解決上述問(wèn)題,實(shí)現(xiàn)基于共享通道的能量信號(hào)同步傳輸需求,本文在文獻(xiàn)[19,22]的基礎(chǔ)上對(duì)圖1所示拓?fù)溥M(jìn)行研究。該拓?fù)涓边吚糜勺璨ň€圈LZ與阻波電容CZ構(gòu)成的阻波網(wǎng)絡(luò)在高頻下阻抗較大的特性,從而阻斷載波進(jìn)入副邊諧振電容一側(cè),達(dá)到載波電流最大程度流入副邊諧振線圈的目的。為了加強(qiáng)載波信號(hào)的發(fā)射強(qiáng)度,確定信號(hào)發(fā)射電容值CT大小時(shí)將副邊諧振線圈自感也考慮進(jìn)來(lái),使該回路在載波頻率下近似諧振。原邊的信號(hào)耦合變壓器拾取到載波信號(hào),經(jīng)過(guò)由變壓器副邊LR2與電容CR2的濾波、選頻放大作用后送至信號(hào)解調(diào)端進(jìn)行信號(hào)解調(diào)，MR為信號(hào)拾取變壓器互感。

2 電路特性分析

2.1 能量傳輸

為了分析系統(tǒng)的電能傳輸特性,首先要得到系統(tǒng)能量傳輸拓?fù)?如圖2所示,其中,全橋逆變單元等效為由方波基波分量代替的電壓源[26],負(fù)載等效為[27]:

(1)

圖2 能量正向傳輸拓?fù)銯ig.2 Topology of power forward transmission

在副邊電路中,根據(jù)后續(xù)參數(shù)配置關(guān)系,使得信號(hào)發(fā)射電容CT與信號(hào)發(fā)射耦合變壓器構(gòu)成的支路在電能諧振頻率下阻抗很大,相當(dāng)于斷路,故副邊等效阻抗ZS為:

(2)

式中：ω為全橋逆變器的工作角頻率。

化簡(jiǎn)式(2)可得:

(3)

當(dāng)副邊諧振,即ImZS=0時(shí),解得副邊電容為:

(4)

副邊反射阻抗為:

(5)

根據(jù)文獻(xiàn)[19],信號(hào)解調(diào)耦合變壓器的副邊反射阻抗可以忽略,故原邊電路等效阻抗ZP的表達(dá)式為:

(6)

當(dāng)原邊諧振,即ImZP=0,解得原邊諧振電容CP為:

(7)

2.2 信號(hào)傳輸

2.2.1參數(shù)配置

為了分析系統(tǒng)的信號(hào)傳輸特性,首先要得到系統(tǒng)信號(hào)傳輸通道拓?fù)?。在圖1中,根據(jù)文獻(xiàn)[21]可知,當(dāng)分析信號(hào)傳輸通道時(shí),原邊電路中可將逆變電路部分等效為短路;副邊電路中加入由阻波線圈LZ與阻波電容CZ構(gòu)成的阻波網(wǎng)絡(luò),該網(wǎng)絡(luò)滿足：

(8)

式中:ωS為載波信號(hào)傳輸?shù)墓ぷ鹘穷l率。

阻波網(wǎng)絡(luò)在該參數(shù)配置下,其在高頻載波頻率下的阻抗很大,相當(dāng)于斷路,從而使載波電流最大程度流入副邊諧振線圈中。因此,得到如圖3所示的信號(hào)傳輸?shù)刃負(fù)洹?/p>

圖3 信號(hào)反向傳輸拓?fù)銯ig.3 Topology of signal reverse transmission

為了增強(qiáng)信號(hào)發(fā)射端信號(hào)發(fā)射強(qiáng)度,使載波信號(hào)在信道中衰減較小從而利于信號(hào)可靠傳輸,將副邊諧振線圈也考慮進(jìn)來(lái)參與信號(hào)諧振,故副邊信號(hào)發(fā)射電容CT為:

(9)

同時(shí),為了濾除電能干擾,增強(qiáng)信號(hào)接收強(qiáng)度,在信號(hào)耦合變壓器副邊LR2兩端并聯(lián)一個(gè)諧振電容CR2,其大小關(guān)系滿足:

(10)

2.2.2傳輸過(guò)程

信號(hào)傳輸過(guò)程如圖4所示，其中：it表示信號(hào)發(fā)射電流,iS表示副邊信號(hào)電流,iP表示原邊信號(hào)電流,ir表示信號(hào)拾取電流。

圖4 ICPT系統(tǒng)信號(hào)傳輸過(guò)程Fig.4 Signal transmission process in ICPT system

回路①：信號(hào)調(diào)制發(fā)生電路將信號(hào)調(diào)制電壓加載到信號(hào)發(fā)射耦合變壓器上,完成將信號(hào)注入主電路的功能。回路②：載波信號(hào)在該回路中近似處于完全諧振狀態(tài),對(duì)信號(hào)發(fā)射強(qiáng)度有增強(qiáng)作用?；芈发郏涸吇芈房煽闯捎稍呏C振線圈與電容構(gòu)成的選頻濾波器,但其諧振頻率為千赫茲級(jí),故對(duì)兆赫茲級(jí)頻率的載波信號(hào)有衰減作用?；芈发埽簽樵鰪?qiáng)載波信號(hào)接收強(qiáng)度,使該電路諧振頻率為載波頻率,對(duì)載波信號(hào)有放大作用。

2.2.3信號(hào)通道電壓增益

在圖4中,根據(jù)交流阻抗分析法,可以獲得：

(11)

式中:Zx為回路x的等效阻抗的拉氏變換;Zxy為回路x反射到回路y的阻抗拉氏變換;x,y=1, 2, 3, 4,且x≠y。

根據(jù)基爾霍夫電壓定律(KVL)與基爾霍夫電流定律(KCL)方程,可以得到:

(12)

信號(hào)通道的電壓增益為:

(13)

相應(yīng)的幅相特性如附錄A圖A1所示。附錄A圖A1中,A點(diǎn)頻率下對(duì)應(yīng)的信號(hào)電壓增益最大,但該點(diǎn)附近變化陡峭,當(dāng)使用A點(diǎn)頻率為信號(hào)載波頻率時(shí),由于實(shí)際信號(hào)源頻率可能存在小范圍波動(dòng)而因A點(diǎn)附近的頻率較敏感使信號(hào)接收端電壓幅值波動(dòng)較大,從而可能導(dǎo)致信號(hào)解調(diào)出現(xiàn)誤碼,故該點(diǎn)頻率不適宜作為信號(hào)載波頻率。

附錄A圖A1中,B點(diǎn)頻率為該信號(hào)通道下實(shí)際的信號(hào)電壓增益極大值頻率點(diǎn);C點(diǎn)頻率為該通道下設(shè)置的載波頻率,其值為4.5 MHz。由于在回路②中確定信號(hào)發(fā)射電容CT時(shí)未考慮回路③和回路④的反射阻抗的影響,使信道的實(shí)際諧振頻率極值點(diǎn)會(huì)稍微偏離設(shè)置的載波頻率,但B,C點(diǎn)的頻率和幅值差異很小,在該點(diǎn)下對(duì)應(yīng)的電壓增益有利于提高信噪比,故可選擇C點(diǎn)對(duì)應(yīng)的頻率為載波頻率。

3 信號(hào)調(diào)制與信號(hào)解調(diào)

信號(hào)發(fā)射電路的結(jié)構(gòu)如附錄A圖A2所示。本文采用Harley振蕩器產(chǎn)生高頻正弦波,并利用數(shù)字多路選擇器74HC4051完成信號(hào)調(diào)制并將調(diào)制信號(hào)輸入甲乙類功率放大器中,以保證滿足發(fā)射端功率需求。

信號(hào)接收電路的結(jié)構(gòu)如圖5所示。在該圖中,電阻R2實(shí)際由電阻R21與R22串聯(lián)而成,電阻R22兩端并聯(lián)LC諧振網(wǎng)絡(luò),該網(wǎng)絡(luò)諧振頻率配置為信號(hào)載波頻率(兆赫茲級(jí)),故在信號(hào)源US下,該網(wǎng)絡(luò)阻抗很大,相當(dāng)于斷路,從而不影響信號(hào)傳輸電壓增益;對(duì)于由電壓源Edc引起的干擾,其頻率屬于千赫茲級(jí),在該網(wǎng)絡(luò)中阻抗很小,相當(dāng)于短路,因此大部分電能干擾電壓分壓在R21上,從而起到濾除電能干擾的作用,并增強(qiáng)R22兩端電壓信噪比。經(jīng)過(guò)由運(yùn)算放大器構(gòu)成的電壓跟隨器與同相比例放大器后,送入二極管包絡(luò)檢波電路中,并經(jīng)過(guò)電壓比較器后解調(diào)出基帶信號(hào)數(shù)字信息,實(shí)現(xiàn)原副邊信號(hào)通信。

圖5 信號(hào)解調(diào)過(guò)程Fig.5 Signal demodulation process

4 實(shí)驗(yàn)分析與驗(yàn)證

為了驗(yàn)證該拓?fù)浼捌鋮?shù)設(shè)計(jì)方法的有效性,本文根據(jù)下述參數(shù)借助PSPICE軟件進(jìn)行仿真,并將仿真結(jié)果與實(shí)驗(yàn)平臺(tái)(如附錄A圖A4所示)測(cè)試結(jié)果進(jìn)行對(duì)比分析。原邊電路參數(shù)有CP=364 nF,LP=9.15 μH,RP=0.033 Ω,MP=5 μH,CR2=625 pF,LR1=1.7 μH,LR2=2 μH,MR=1.1 μH,R2=1 kΩ;副邊電路參數(shù)有CS=344 nF,LS=9.5 μH,Req=5 Ω,RS=0.04 Ω,LT2=2 μH,LT1=2 μH,MT=1.8 μH,CT=108 pF,LZ=2 μH,CZ=625 pF。其中電能諧振頻率fP為80 kHz,信號(hào)載波頻率fS為4.5 MHz。

附錄A圖A5(a)和(b)分別為ICPT系統(tǒng)僅有信號(hào)傳輸時(shí)的仿真波形與實(shí)驗(yàn)波形。其中,CH1為信號(hào)調(diào)制電壓波形US,CH2為信號(hào)拾取電壓波形UR2,CH3為信號(hào)拾取濾波電壓波形UR22,CH4為信號(hào)解調(diào)電壓波形。由附錄A圖A5可知,信號(hào)解調(diào)部分中,在未有副邊諧振電容、負(fù)載及阻波電路作用下,信號(hào)拾取電壓幅值約為信號(hào)調(diào)制電壓的2倍,表明上述方法中參數(shù)配置較為有效。

附錄A圖A6與圖6分別為ICPT系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)20 W電能與200 kbit/s信號(hào)同步反向傳輸時(shí)的仿真波形與實(shí)驗(yàn)波形,其中CH1為負(fù)載電壓UReq,CH2為信號(hào)拾取電壓UR2,CH3為信號(hào)拾取端濾波電壓UR22,CH4為信號(hào)解調(diào)電壓,均證實(shí)信號(hào)能夠有效可靠地傳輸。在圖6中,CH1所指示的波形存在由信號(hào)源US作用引起的干擾,但該干擾對(duì)能量傳輸?shù)墓β屎托驶緹o(wú)影響;CH2上的電壓是由電壓源Edc與信號(hào)源US共同作用的結(jié)果,其千赫茲級(jí)的基波可通過(guò)圖5中的LC選頻網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行濾除,濾除后的波形由CH3指示,解調(diào)出的信號(hào)由CH4指示。

圖6 能量與信號(hào)反向同步傳輸波形Fig.6 Waveforms of power and signal reserve synchronous transmission

附錄A圖A7(a)和(b)分別為ICPT系統(tǒng)能量與信號(hào)速率同時(shí)提高時(shí)的波形(功率為30 W、信號(hào)速率為300 kbit/s)。其中,CH1為逆變輸出電壓,CH2為原邊諧振電流,CH3為負(fù)載電壓UReq,CH4為信號(hào)解調(diào)電壓,此時(shí)電能與信號(hào)都能穩(wěn)定傳輸,且電能傳輸效率為86%。

為了驗(yàn)證系統(tǒng)傳輸過(guò)程的可靠性,對(duì)不同傳輸功率與波特率條件下的誤碼率進(jìn)行了測(cè)試。本文利用2臺(tái)安裝有ATK-XCOM V2.0的串口調(diào)試助手的PC機(jī)進(jìn)行誤碼率測(cè)試,其常用的串口波特率BR有9 600,19 200,57 600,115 200,230 400,460 800,926 100 bit/s等,本文選取BR=115 200 bit/s與BR=460 800 bit/s進(jìn)行實(shí)驗(yàn),實(shí)驗(yàn)結(jié)果如附錄A表A1所示。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,當(dāng)系統(tǒng)傳輸功率分別在10,20,30 W時(shí),其系統(tǒng)傳輸效率基本都為86%;此時(shí)系統(tǒng)在BR=115 200 bit/s與BR=460 800 bit/s時(shí),誤碼率為0,該測(cè)試結(jié)果與圖6實(shí)驗(yàn)效果吻合。當(dāng)將BR設(shè)置為926 100 bit/s時(shí),串口調(diào)試助手接收端出現(xiàn)亂碼,此時(shí)誤碼率較高,因此本文信號(hào)可靠傳輸速率在460 800 bit/s以下是較為適宜的。

5 結(jié)語(yǔ)

本文在深入分析文獻(xiàn)[19,22]的基礎(chǔ)上,綜合兩篇文獻(xiàn)的優(yōu)點(diǎn),在提高信號(hào)信噪比的同時(shí)降低系統(tǒng)模型階次為出發(fā)點(diǎn),采用了信號(hào)并聯(lián)注入、串聯(lián)拾取的能量和信號(hào)同步傳輸拓?fù)?。本文通過(guò)對(duì)系統(tǒng)電能通道與信號(hào)通道的建模分析,提出了一種參數(shù)設(shè)計(jì)方法,使載波信號(hào)發(fā)射回路近似處于諧振狀態(tài),增強(qiáng)了信號(hào)發(fā)射強(qiáng)度,并利用原邊信號(hào)拾取網(wǎng)絡(luò)的LC諧振回路選頻放大作用增強(qiáng)了信號(hào)接收能力。最后,通過(guò)PSPICE仿真與實(shí)物實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該拓?fù)浼捌鋮?shù)設(shè)計(jì)方法的可靠性與有效性。

然而,本文所提拓?fù)浜头椒▋H適用于能量與信號(hào)反向同步傳輸,對(duì)于在有信號(hào)雙向傳輸需求的應(yīng)用中還有待進(jìn)一步改進(jìn)和驗(yàn)證,后續(xù)將繼續(xù)進(jìn)行研究。

附錄見(jiàn)本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。