夏晨陽(yáng), 馬 念, 陳 銳, 鄭 凱, 任思源, 陳 俊

(1. 江蘇省煤礦電氣與自動(dòng)化工程實(shí)驗(yàn)室(中國(guó)礦業(yè)大學(xué)), 江蘇省徐州市 221116; 2. 南京南瑞繼保電氣有限公司, 江蘇省南京市 211102)

0 引言

社會(huì)的快速發(fā)展對(duì)實(shí)現(xiàn)能源的高效傳輸及利用提出了更高的要求,如何實(shí)現(xiàn)電能高效、方便、安全的傳輸一直是學(xué)者們所關(guān)注的重點(diǎn)。無(wú)線(xiàn)電能傳輸(wireless power transfer,WPT)模式相比于以導(dǎo)線(xiàn)為媒介的傳統(tǒng)有線(xiàn)電能傳輸模式,具有不易磨損、無(wú)接觸火花、易維護(hù)、供電靈活等傳統(tǒng)電能傳輸無(wú)可比擬的優(yōu)點(diǎn)[1-2]?；陔姶鸥袘?yīng)原理的無(wú)線(xiàn)電能傳輸技術(shù),即感應(yīng)耦合電能傳輸(inductively coupled power transfer,ICPT)技術(shù)以其功率傳輸容量大、效率高等特點(diǎn),在醫(yī)療設(shè)備[3-5]、手機(jī)[6]、家用電器[7]、電動(dòng)汽車(chē)充電[8-10]等領(lǐng)域得到了廣泛關(guān)注與研究。

ICPT系統(tǒng)在工作過(guò)程中,通常需要根據(jù)負(fù)載所需電壓不同,對(duì)系統(tǒng)的輸出電壓進(jìn)行控制[11],較為典型的方法有:①逆變器前或副邊拾取側(cè)之后加入DC-DC變換環(huán)節(jié)[12];②對(duì)高頻逆變器進(jìn)行移相控制[13];③加入輔助線(xiàn)圈,通過(guò)輔助線(xiàn)圈短路產(chǎn)生的磁通抵消主磁通[14]。上述方法雖然均可實(shí)現(xiàn)對(duì)系統(tǒng)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié),但依然存在相應(yīng)的不足:方式①由于功率變換環(huán)節(jié)過(guò)多導(dǎo)致系統(tǒng)傳輸效率降低;方式②存在逆變器移相角不能過(guò)大的問(wèn)題;方式③則存在控制精度低,系統(tǒng)損耗增大,系統(tǒng)傳輸效率降低等問(wèn)題。

基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)以其輸出電壓范圍寬、電能傳輸效率高和電壓調(diào)節(jié)精度高等優(yōu)勢(shì),逐步得到開(kāi)展和應(yīng)用[15-16]。然而由于基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)中特定的4線(xiàn)圈電磁耦合機(jī)構(gòu),4個(gè)線(xiàn)圈之間存在6種耦合關(guān)系,使得系統(tǒng)設(shè)計(jì)與分析復(fù)雜。為降低系統(tǒng)設(shè)計(jì)、建模與分析的難度,通常只考慮兩通道對(duì)應(yīng)線(xiàn)圈之間的耦合系數(shù)而忽略通道間交叉耦合系數(shù)對(duì)系統(tǒng)的影響[15-16]?，F(xiàn)有常用的電磁耦合機(jī)構(gòu)例如圓形、方形[17-18]可以應(yīng)用在基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)中,但必須將基波能量通路(fundamental energy path,FEP)與諧波能量通路(harmonic energy path,HEP)的電磁耦合機(jī)構(gòu)之間隔開(kāi)較遠(yuǎn)距離,雖然可以實(shí)現(xiàn)雙通路交叉耦合系數(shù)減小,但是電磁耦合機(jī)構(gòu)屬于分離式設(shè)計(jì),造成其體積過(guò)大,因此在實(shí)際中的應(yīng)用價(jià)值較低。DDQ和BPP[19-20]電磁耦合機(jī)構(gòu)在原副邊正對(duì)時(shí)也可實(shí)現(xiàn)FEP與HEP解耦,但在原副邊發(fā)生橫向或縱向偏移時(shí),FEP與HFP之間的交叉耦合依然存在。因此,迫切需要一種新型的電磁耦合機(jī)構(gòu)來(lái)滿(mǎn)足基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)的需要。

本文借鑒DD型線(xiàn)圈結(jié)構(gòu)[17],并基于正交磁場(chǎng)交叉無(wú)耦合的設(shè)計(jì)思想提出并設(shè)計(jì)了一種可以應(yīng)用在基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)中的雙通路正交DD電磁耦合機(jī)構(gòu)。首先,介紹了該電磁耦合機(jī)構(gòu)的結(jié)構(gòu)組成,接著分析了其實(shí)現(xiàn)FEP與HEP兩通路電磁耦合機(jī)構(gòu)的解耦機(jī)理,并對(duì)其結(jié)構(gòu)參數(shù)進(jìn)行了優(yōu)化分析，給出了優(yōu)化設(shè)計(jì)方案,之后對(duì)該電磁耦合機(jī)構(gòu)的偏移特性進(jìn)行了研究。最后,搭建了完整的系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)驗(yàn)證該電磁耦合機(jī)構(gòu)的可行性。

1 基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)

圖1所示為基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)原理圖,在高頻逆變器的輸出端分別建立并聯(lián)工作的FEP和HEP,兩通路經(jīng)過(guò)整流濾波電路之后,共同為負(fù)載提供電能。其中FEP與HEP均采用LCCL-S補(bǔ)償拓?fù)湟詫?shí)現(xiàn)系統(tǒng)恒壓輸出[21-22],Uin為輸入直流電壓,Rp1為L(zhǎng)p1的內(nèi)阻,Rp2為L(zhǎng)p2的內(nèi)阻,R為負(fù)載,C1為FEP輸出濾波電容,Vo1為FEP的輸出電壓,C2為HEP輸出濾波電容,Vo2為HEP的輸出電壓,C3為總輸出濾波電容,Vo為負(fù)載電壓。

圖1 基波-諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)原理圖Fig.1 Schematic diagram of ICPT system with two-path parallel transmission of fundamental wave and harmonic wave

圖1中藍(lán)色部分表示該系統(tǒng)中的電磁耦合機(jī)構(gòu)及其互感耦合關(guān)系,其中k1和k2為FEP和HEP的有效耦合系數(shù),k3,k4,k5,k6為通道間的交叉耦合系數(shù)。交叉耦合系數(shù)的存在增加了系統(tǒng)設(shè)計(jì)、建模、分析的難度,為降低系統(tǒng)設(shè)計(jì)的難度,本文設(shè)計(jì)了一種可以應(yīng)用在基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)中的雙通路正交DD電磁耦合機(jī)構(gòu),可以使系統(tǒng)中只存在有效耦合系數(shù),不存在交叉耦合系數(shù)。

2 雙通路正交DD電磁耦合機(jī)構(gòu)

2.1 結(jié)構(gòu)組成

圖2所示為本文提出的雙通路正交DD電磁耦合機(jī)構(gòu),可以實(shí)現(xiàn)基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)中FEP與HEP之間的電磁解耦,其由完全相同的FEP(紅色)的電磁耦合機(jī)構(gòu)與HEP(藍(lán)色)的電磁耦合機(jī)構(gòu)正交疊放組成,FEP的原邊發(fā)射端與副邊拾取端分別放置在HEP的原邊發(fā)射端與副邊拾取端的上方,灰色部分為條狀磁芯,FEP與HEP的原邊發(fā)射端與副邊拾取端均由DD線(xiàn)圈組成。

圖2 雙通路正交DD電磁耦合機(jī)構(gòu)Fig.2 Two-path orthogonal DD electromagnetic coupler

圖2中：線(xiàn)圈的長(zhǎng)度為l1,線(xiàn)圈的寬度為W,兩個(gè)矩形線(xiàn)圈之間的距離為S1,原邊發(fā)射端與副邊拾取端的距離為S,線(xiàn)圈采用直徑為d的利茲線(xiàn)纏繞而成,線(xiàn)圈匝數(shù)為N;磁芯條的長(zhǎng)度為l2,磁芯條的厚度為h,磁芯條的寬度為W1,相鄰磁芯條之間的距離為S2,定義鄰近兩個(gè)磁芯條之間的距離S2與線(xiàn)圈內(nèi)輪廓的長(zhǎng)度(l1-2dN)的比值為c,其表明磁芯的分布均勻度大小,其中磁芯條的個(gè)數(shù)為N1。

由于該磁路機(jī)構(gòu)具有高度的中心對(duì)稱(chēng)性,結(jié)合圖1與圖2,顯然6種耦合系數(shù)存在如下關(guān)系:k1=k2,k3=k4,k5=k6,因此為分析該電磁耦合機(jī)構(gòu)中的FEP與HEP兩通路之間的耦合關(guān)系,只需要對(duì)k1,k3,k5進(jìn)行分析即可。

2.2 解耦分析

從本質(zhì)上來(lái)講,對(duì)兩個(gè)耦合線(xiàn)圈1和2,當(dāng)線(xiàn)圈1通過(guò)電流i時(shí),兩線(xiàn)圈之間耦合系數(shù)大小k可以通過(guò)其磁通分布來(lái)反映,其耦合系數(shù)如下:

(1)

式中:Φ為線(xiàn)圈1在線(xiàn)圈2中產(chǎn)生的耦合磁通;i為線(xiàn)圈1中的電流;L1為線(xiàn)圈1的自感;L2為線(xiàn)圈2的自感。

因此,對(duì)圖2中電磁耦合機(jī)構(gòu)存在的耦合系數(shù)進(jìn)行分析，可以通過(guò)其磁通分布來(lái)獲得。

為進(jìn)一步分析該電磁耦合機(jī)構(gòu)的磁通分布特性,利用有限元仿真軟件對(duì)圖2所示的電磁耦合機(jī)構(gòu)進(jìn)行仿真,在FEP的原邊發(fā)射端中均通入電流ip1,則FEP原邊發(fā)射端產(chǎn)生的磁通分布如圖3所示,其中ΦM為FEP原副邊的耦合磁通,Φa,Φb,Φc,Φd均為漏磁通,為簡(jiǎn)化分析,在圖3(b)中并未繪制出漏磁通Φc和Φd。

圖3 雙通路正交DD電磁耦合機(jī)構(gòu)磁通分布Fig.3 Magnetic flux distribution of two-path orthogonal DD electromagnetic coupler

同時(shí),為分析k1,k3,k5的大小,依據(jù)圖3(a)所示的磁力線(xiàn)分布繪制出雙通路正交DD電磁耦合機(jī)構(gòu)的等效磁路模型如圖4所示,則耦合系數(shù)有一種新的表達(dá)形式，如式(2)和式(3)所示。

(2)

(3)

式中:NIp1為磁動(dòng)勢(shì);Rδ1,Rδ2,Rδ3為氣隙磁阻;RFe1和RFe2為鐵氧體磁阻,其相比于氣隙磁阻很小,一般可以忽略不計(jì);RL1和RL2均為漏磁阻;Ip1為電流ip1的有效值。

k1為有效耦合系數(shù),k3為交叉耦合系數(shù),其值大小均與磁動(dòng)勢(shì)、氣隙磁阻、鐵氧體磁阻、漏磁阻有關(guān),結(jié)合圖3(b)與圖4可以得出,Φa=NIp1/RL1,Φb=NIp1/RL2,磁通Φa和Φb大小相等,方向相反,因此可知交叉耦合系數(shù)k3的值為零,同時(shí)HEP的副邊拾取端與原邊發(fā)射端在z軸方向上是平行放置的,因此交叉耦合系數(shù)k5的表達(dá)式與式(3)相似,其值也為零。

圖4 電磁耦合機(jī)構(gòu)FEP磁通分布等效磁路Fig.4 Equivalent magnetic circuit of magnetic flux distribution of FEP in electromagnetic coupler

因此,由理論分析可知,該雙通路正交DD電磁耦合機(jī)構(gòu)中交叉耦合系數(shù)均為0,可以達(dá)到基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)中FEP與HEP電磁解耦的目的。

3 仿真分析

3.1 優(yōu)化分析

為使該電磁耦合機(jī)構(gòu)中FEP與HEP的耦合系數(shù)均達(dá)到最優(yōu),利用有限元仿真軟件Maxwell對(duì)該電磁耦合機(jī)構(gòu)的關(guān)鍵結(jié)構(gòu)參數(shù)(如圖2所示)進(jìn)行優(yōu)化。

在該電磁耦合機(jī)構(gòu)未使用磁芯的條件下,首先分析線(xiàn)圈的各個(gè)參數(shù)變化對(duì)電磁耦合機(jī)構(gòu)耦合系數(shù)的影響,如附錄A圖A1所示。在優(yōu)化過(guò)程中原邊發(fā)射端與副邊拾取端的間隙S為100 mm。

附錄A圖A1(a)和(b)表明電磁耦合機(jī)構(gòu)的有效耦合系數(shù)隨著矩形線(xiàn)圈長(zhǎng)度與寬度的增加而增加,但是相比于長(zhǎng)度的變化,線(xiàn)圈的寬度變化對(duì)電磁耦合機(jī)構(gòu)的耦合系數(shù)有著較大的影響;圖A1(c)是在DD線(xiàn)圈的長(zhǎng)度l1為800 mm,W為400 mm的條件下研究電磁耦合機(jī)構(gòu)的有效耦合系數(shù)隨著DD線(xiàn)圈間距的變化情況,可以發(fā)現(xiàn),電磁耦合機(jī)構(gòu)的有效耦合系數(shù)隨著DD線(xiàn)圈間距增加先增大后減小,間距在150 mm,即S1=(3/8)W時(shí)耦合系數(shù)最大,圖A1(d)是在線(xiàn)圈的長(zhǎng)度l1為950 mm,線(xiàn)圈的寬度W為400 mm,2個(gè)矩形線(xiàn)圈之間的距離S1為150 mm的條件下研究電磁耦合機(jī)構(gòu)的有效耦合系數(shù)隨著線(xiàn)圈的匝數(shù)N的變化情況,可以發(fā)現(xiàn)電磁耦合機(jī)構(gòu)的有效耦合系數(shù)隨著線(xiàn)圈匝數(shù)的增加而增加,幾乎呈線(xiàn)性比例。

其次，分析磁芯條結(jié)構(gòu)參數(shù)的變化對(duì)該電磁耦合機(jī)構(gòu)有效耦合系數(shù)的影響,在優(yōu)化過(guò)程中保持原副邊間隙S為100 mm,線(xiàn)圈的長(zhǎng)度l1為950 mm,線(xiàn)圈的寬度W為400 mm,兩個(gè)矩形線(xiàn)圈之間的距離S1為150 mm,所用的磁芯是西安三聯(lián)磁業(yè)科技有限公司生產(chǎn)的鐵氧體,型號(hào)是sp3,附錄A圖A2所示是磁芯條的結(jié)構(gòu)參數(shù)對(duì)電磁耦合機(jī)構(gòu)耦合系數(shù)k的影響。

由附錄A圖A2可以看出,加入磁芯后電磁耦合機(jī)構(gòu)的有效耦合系數(shù)明顯提高,圖A2(a)中電磁耦合機(jī)構(gòu)的有效耦合系數(shù)隨著磁芯條長(zhǎng)度的增加先增加后減小,在磁芯條的長(zhǎng)度達(dá)到870 mm時(shí),同時(shí)此數(shù)值與矩形線(xiàn)圈的內(nèi)輪廓的長(zhǎng)度相等,電磁耦合機(jī)構(gòu)的耦合系數(shù)達(dá)到最大值0.366;圖A2(b)中磁芯條厚度增加到30 mm時(shí),電磁耦合機(jī)構(gòu)的有效耦合系數(shù)增加到最大值0.366,之后隨著磁芯條的厚度再增加,電磁耦合機(jī)構(gòu)的耦合系數(shù)不再增加而是維持在最大值;圖A2(c)中使用總體積相同,長(zhǎng)度、厚度相同,寬度不同的一系列磁芯條時(shí),研究發(fā)現(xiàn)磁芯條的間距越小即磁芯分布越均勻,電磁耦合機(jī)構(gòu)的耦合系數(shù)越高。

3.2 電磁耦合機(jī)構(gòu)優(yōu)化設(shè)計(jì)流程

由3.1節(jié)可知,通過(guò)優(yōu)化分析可以使該電磁耦合機(jī)構(gòu)具有最優(yōu)的結(jié)構(gòu)參數(shù)。在一個(gè)實(shí)際的基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)中,會(huì)給定電磁耦合機(jī)構(gòu)的充電區(qū)域、原副邊距離、互感及耦合系數(shù)大小作為電磁耦合機(jī)構(gòu)設(shè)計(jì)的約束條件,因此按照3.1節(jié)的優(yōu)化分析,可利用有限元仿真軟件對(duì)該電磁耦合機(jī)構(gòu)的結(jié)構(gòu)參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì),優(yōu)化設(shè)計(jì)流程圖如附錄A圖A3所示。

3.3 偏移研究

3.3.1偏移解耦分析

在實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)合中,電磁耦合機(jī)構(gòu)原副邊會(huì)不可避免地出現(xiàn)偏移情況,比如電動(dòng)汽車(chē)靜態(tài)和動(dòng)態(tài)無(wú)線(xiàn)充電。因此,對(duì)該電磁耦合機(jī)構(gòu)的偏移研究十分必要。

基于3.1節(jié)的優(yōu)化分析,選取具有附錄B表B1所示參數(shù)的電磁耦合機(jī)構(gòu),對(duì)其橫向偏移與縱向特性進(jìn)行研究,在該電磁耦合機(jī)構(gòu)發(fā)生橫向(x軸)和縱向(y軸)偏移時(shí),6種耦合關(guān)系存在如下關(guān)系:k1≠k2,k3=k4,k5=k6。因此,該電磁耦合機(jī)構(gòu)原副邊發(fā)生偏移時(shí),在圖5中只繪制k1,k2,k3,k5的變化情況。

從圖5可以看出,隨著偏移距離的增加,該電磁耦合機(jī)構(gòu)中交叉耦合系數(shù)k3和k5的值仍然維持在0附近,只是發(fā)生橫向偏移時(shí)k1的下降速度快,而發(fā)生縱向偏移時(shí)k2的下降速度快,該電磁耦合機(jī)構(gòu)依然可以實(shí)現(xiàn)FEP與HEP之間的電磁解耦。

3.3.2抗偏移度分析

依據(jù)3.3.1節(jié)的分析,雖然該電磁耦合機(jī)構(gòu)原副邊發(fā)生橫向偏移或縱向偏移時(shí),依然可以實(shí)現(xiàn)FEP與HEP之間的解耦,但是發(fā)生橫向偏移或縱

圖5 電磁耦合機(jī)構(gòu)偏移對(duì)耦合系數(shù)k的影響Fig.5 Effect of electromagnetic coupler offset on the coupling coefficient k

向偏移時(shí)對(duì)有效耦合系數(shù)k1與k2的影響是不同的,因此橫向偏移和縱向偏移會(huì)對(duì)系統(tǒng)輸出電壓有不同的影響,導(dǎo)致該電磁耦合機(jī)構(gòu)具有不同的橫向和縱向偏移特性。

結(jié)合文獻(xiàn)[15]可知,基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)中FEP提供的輸出電壓與HEP提供的輸出電壓分別如式(4)和式(5)所示。

Vo1=ωaM1Ip1

(4)

Vo2=3ωaM2Ip2

(5)

在該電磁耦合機(jī)構(gòu)正對(duì)時(shí),令Vo1=εVo2,結(jié)合式(4)和式(5)可得系統(tǒng)輸出電壓如下:

Vo=Vo1+Vo2=3aωM2Ip2(ε+1)

(6)

同理可得在該電磁耦合機(jī)構(gòu)發(fā)生橫向或縱向偏移時(shí)系統(tǒng)的輸出電壓如下:

(7)

式中:M1′為電磁耦合機(jī)構(gòu)偏移時(shí)Lp1與Ls1之間的互感;M2′為電磁耦合機(jī)構(gòu)偏移時(shí)Lp2與Ls2之間的互感。

在發(fā)生偏移時(shí),對(duì)系統(tǒng)輸出電壓做歸一化處理,結(jié)合式(6)和式(7),可得:

(8)

式中:λ為歸一化電壓。

附錄A圖A4是在電磁耦合機(jī)構(gòu)原副邊發(fā)生橫向(x軸)和縱向(y軸)偏移的情況下,系統(tǒng)輸出電壓的歸一化處理結(jié)果,其中ε值為3。從該圖可以看出:在ε為3時(shí),發(fā)生橫向偏移時(shí),系統(tǒng)的輸出電壓下降較為快速;發(fā)生縱向偏移時(shí),系統(tǒng)的輸出電壓下降較為緩慢。同時(shí),在滿(mǎn)足系統(tǒng)輸出電壓在0～5%的范圍波動(dòng)時(shí),其橫向偏移度為7.05%,縱向偏移度為9.09%。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文提出的雙通路正交DD電磁耦合機(jī)構(gòu)的可行性,依據(jù)文獻(xiàn)[15]的設(shè)計(jì)方法,在不采用移相控制,FEP與HEP同時(shí)工作的條件下搭建了一個(gè)逆變器工作頻率為30 kHz、輸出功率為300 W的系統(tǒng),系統(tǒng)中各個(gè)元件的參數(shù)如附錄B表B2所示,同時(shí)依據(jù)3.2節(jié)的優(yōu)化設(shè)計(jì)流程方案對(duì)所需的電磁耦合機(jī)構(gòu)的結(jié)構(gòu)參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì),電磁耦合機(jī)構(gòu)的結(jié)構(gòu)參數(shù)如附錄B表B3所示,依據(jù)表B2與表B3的參數(shù)搭建的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如附錄A圖A5所示。

附錄B表B4測(cè)得的是在原副邊距離為100 mm的條件下,該電磁耦合機(jī)構(gòu)的各個(gè)耦合系數(shù)的仿真結(jié)果與實(shí)驗(yàn)結(jié)果,從中可以看出,交叉耦合系數(shù)k3,k4,k5,k6的值均很小,為有效耦合系數(shù)k1和k2的1/148～1/370,可忽略不計(jì),仿真結(jié)果與實(shí)驗(yàn)結(jié)果相差很小。

附錄A圖A6為實(shí)驗(yàn)平臺(tái)采用的電磁耦合機(jī)構(gòu)在原副邊發(fā)生橫向和縱向偏移時(shí)其耦合系數(shù)的實(shí)際變化情況。從該圖可以看出,在該電磁耦合機(jī)構(gòu)發(fā)生橫向和縱向偏移時(shí),交叉耦合系數(shù)依然為0,因此可以實(shí)現(xiàn)FEP與HEP之間的電磁解耦。

附錄A圖A7是實(shí)驗(yàn)平臺(tái)系統(tǒng)中各關(guān)鍵點(diǎn)的電壓與電流波形,從圖A7(a)和(b)可以看出,FEP與HEP電路均略呈感性,可以實(shí)現(xiàn)逆變器軟開(kāi)關(guān),減小開(kāi)關(guān)損耗;從圖A7(c)和(d)可以看出,FEP的選頻特性較好,而HEP的選頻特性效果不是太理想,是由于HEP中的FTH相較于FEP中的HTF較大(HTF表示FEP中的三次諧波電流與基波電流的比值,FTH表示HEP中的基波電流與三次諧波電流的比值),同時(shí)方波中基波含量較大,使得HEP中的基波分量不能完全濾除[15];從圖A7(e)可以看出，F(xiàn)EP提供輸出電壓67.5 V,HEP提供輸出電壓19.8 V,則系統(tǒng)的總輸出電壓為87.3 V,傳輸功率為304.8 W,系統(tǒng)效率為90.48%。

附錄A圖A8為電磁耦合機(jī)構(gòu)發(fā)生偏移時(shí)系統(tǒng)輸出電壓的變化情況,可以看出在該實(shí)驗(yàn)平臺(tái)發(fā)生橫向偏移或縱向偏移時(shí),系統(tǒng)的輸出電壓均會(huì)出現(xiàn)下降的情況,若要保證輸出電壓在0～5%的范圍內(nèi)波動(dòng),則最大的橫向偏移距離與縱向偏移距離分別為27.99 mm和36.17 mm,則本系統(tǒng)的橫向偏移度為6.99%、縱向偏移度為9.04%。相比于橫向偏移,該電磁耦合機(jī)構(gòu)縱向偏移容忍度較好,可以較好地與3.3.2節(jié)的理論分析相印證。

5 結(jié)語(yǔ)

對(duì)于本文所提出的雙通路正交DD電磁耦合機(jī)構(gòu),通過(guò)理論分析、優(yōu)化研究,在該電磁耦合機(jī)構(gòu)實(shí)現(xiàn)基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)FEP與HEP電磁解耦的同時(shí),通過(guò)優(yōu)化電磁耦合機(jī)構(gòu)的結(jié)構(gòu)參數(shù)可以使其有效耦合系數(shù)達(dá)到最優(yōu),在該電磁機(jī)構(gòu)發(fā)生橫向或縱向偏移的情況下依然可以實(shí)現(xiàn)電磁解耦,只是對(duì)系統(tǒng)的輸出電壓有不同的影響而且該電磁耦合機(jī)構(gòu)具有較好的縱向偏移容忍度,本文搭建的300 W系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)也表明該電磁耦合機(jī)構(gòu)的可行性。由于本文電磁耦合機(jī)構(gòu)中線(xiàn)圈采用手工繞制、磁芯采用小型的鐵氧體拼湊而成,導(dǎo)致電磁耦合機(jī)構(gòu)與理論仿真之間存在一定的誤差。下一步的工作是針對(duì)某一特定場(chǎng)合的負(fù)載,例如電動(dòng)汽車(chē),在滿(mǎn)足輸出功率的條件下,設(shè)計(jì)一套具有高抗偏移容忍特性的基波—諧波雙通路并行ICPT系統(tǒng)。

附錄見(jiàn)本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

夏晨陽(yáng)(1982—),男,通信作者,博士,副教授,碩士生導(dǎo)師,主要研究方向:無(wú)線(xiàn)電能傳輸技術(shù)、自動(dòng)控制技術(shù)、開(kāi)關(guān)電源技術(shù)、電磁兼容等。E-mail： bluesky198210@163.com

馬 念(1993—),男,碩士研究生,主要研究方向:無(wú)線(xiàn)電能傳輸技術(shù)及其應(yīng)用。E-mail: 1597605432@qq.com

陳 銳(1991—),男,碩士研究生,主要研究方向:無(wú)線(xiàn)電能傳輸技術(shù)及其應(yīng)用。E-mail: 578077169@qq.com