周正軒 黃瀚熙 劉雁朋 章國豪 劉祖華

摘 要： 基于0.5 μm GaAs PHEMT工藝，設(shè)計一款能應(yīng)用于2.4 GHz ISM頻段的WLAN 802.11b/g協(xié)議功率放大器。輸出級采用負(fù)載線匹配的設(shè)計方法，并嵌入了對奇次諧波回收，偶次諧波抑制的網(wǎng)絡(luò)，使之工作在F類，整機獲得了較高附加效率。提出一種匹配計算方法與電路結(jié)構(gòu)，兼顧輸出功率和效率最大化，可對功率輸出級進(jìn)行優(yōu)化匹配設(shè)計。該功放工作電壓為5 V，仿真結(jié)果表明：在2.4 GHz頻段內(nèi)，1 dB壓縮點時的輸出功率為31.7 dBm，輸出效率為51.8%，功率增益大于35 dB，對高階偶次諧波抑制大于47 dB，對低階奇次諧波進(jìn)行了回收，獲得了高效率。

關(guān)鍵詞： PHEMT工藝； F類； 功率放大器； 負(fù)載線匹配； 諧波抑制； 功率增益

中圖分類號： TN722.7+5?34 文獻(xiàn)標(biāo)識碼： A 文章編號： 1004?373X（2018）18?0037?04

An F class power amplifier applied to 2.4 GHz system

ZHOU Zhengxuan， HUANG Hanxi， LIU Yanpeng， ZHANG Guohao， LIU Zuhua

（School of Information Engineering， Guangdong University of Technology， Guangzhou 510006， China）

Abstract： A power amplifier applying the 2.4 GHz ISM frequency band and WLAN 802.11b/g protocol is designed based on the 0.5 μm GaAs PHEMT technical process. For the output stage， the design method of load line matching is adopted， and the network with odd harmonics recycled and even harmonics suppressed is embedded so that the circuit can work in the F class， and the whole system can obtain relatively?high added efficiency. A matching calculation method and circuit structure is proposed. To make the output power and output efficiency maximum， optimization matching design is conducted for the power output stage. The working voltage of the power amplifier is 5 V. The simulation results show that in the 2.4 GHz frequency band， the output power of 1 dB compression point is 31.7 dBm， the output efficiency is 51.8%， the power gain is greater than 35 dB， the suppression of high?order even harmonics is greater than 47 dB， the low?order odd harmonics are recycled， and high efficiency is obtained.

Keywords： PHEMT technical process； F class； power amplifier； load line matching； harmonic suppression； power gain

射頻功率放大器作為射頻前端重要模塊之一，其功能之一是把已調(diào)制信號無失真地放大到一定功率，能夠讓天線把信號發(fā)射到無線信道中。本文提出基于2.4 GHz ISM頻段的一款能夠應(yīng)用于WLAN 802.11b/g協(xié)議的功率放大器。該功率放大器基于三安公司0.5 μm GaAs PHEMT工藝采用三級級聯(lián)結(jié)構(gòu)。第一級偏置狀態(tài)為A類，靜態(tài)電流為35 mA；二級偏置在AB類，靜態(tài)電流為44 mA；第三級偏置在深A(yù)B類，靜態(tài)電流為100 mA，第三級輸出匹配電路采用F類匹配法；設(shè)計輸出匹配，提高了整機的輸出效率。依據(jù)仿真結(jié)果，輸入反射系數(shù)S11小于-28.9 dB，小信號增益與功率增益大于35 dB，最高輸出功率為31.7 dBm，飽和輸出效率為51.8%。在輸出端加入了諧波抑制匹配網(wǎng)絡(luò)，對高次諧波有較好的抑制效果。

1 電路設(shè)計

1.1 功放設(shè)計思路

功率放大器相對于電壓（V）放大器與電流（I）放大器首要不同之處在于：功率放大器的輸出需要同時有足夠大的電壓擺幅和電流擺幅。由功率的計算公式[P=IV]可以得知電流與電壓同時足夠大才能獲得大的功率。電壓放大器與電流放大器只是強調(diào)了單項的電壓與電流指標(biāo)，它們的目的只是對輸入的電壓或電流信號進(jìn)行放大；而功率放大器強調(diào)的目的是輸出功率的大小，是要獲得一定的功率值。換而言之，即使電壓放大器與電流放大器輸出信號的電壓值或電流值足夠大，快接近于電路直流源的極限，但輸出功率卻可能非常小。因此，在設(shè)計功率放大器時需要緊緊抓住輸出電壓與輸出電流兩項指標(biāo)。為了獲得晶體管的最大電壓擺幅與電流擺幅，輸出負(fù)載的確定非常關(guān)鍵。一般輸出負(fù)載可以用負(fù)載線匹配方法獲得[1]。負(fù)載線匹配法如圖1所示。

假設(shè)晶體管漏源承受的最大電壓為VDC，晶體管輸出的最大電流為Imax，在負(fù)載為最優(yōu)負(fù)載時有：

[VDC=ImaxRopt] （1）

當(dāng)負(fù)載R1Ropt時，電壓擺幅可以達(dá)到最大值，但電流擺幅卻不能達(dá)到最大，功率也就自然下降了。因此在設(shè)計功率放大器時，首先設(shè)計輸出級，找出最優(yōu)負(fù)載，使得輸出級功率高于預(yù)設(shè)功率；然后確定輸出級的功率增益，由輸出功率與增益得出輸出級上一級的輸出功率，依此向前倒推使得整體功率放大器獲得一定的功率增益。依據(jù)上文所述思路，此功率放大器采用了三級級聯(lián)放大結(jié)構(gòu)，如圖2所示。

1.2 匹配電路設(shè)計

本設(shè)計的功率放大器采用50 Ω匹配系統(tǒng)，輸入匹配與級間匹配采用最佳功率匹配理論，即把下一級的輸入阻抗匹配到本級輸出阻抗的共軛阻抗，實現(xiàn)最大功率傳輸，使用單T型匹配網(wǎng)絡(luò)匹配。功率放大器的重中之重是進(jìn)行輸出匹配。在現(xiàn)代實用的射頻功率放大電路中，為了提高電路效率，通常最后一級工作在F類。F類的基本原理是對高階偶次諧波的抑制與高階奇次諧波的回收，也就是輸出匹配網(wǎng)絡(luò)對偶次諧波短路，對奇次諧波斷路，從而達(dá)到對漏源電壓VDS整形的目的。在理想條件下，F(xiàn)類功率放大器的效率[2?4]可以達(dá)到100%。理想的F類工作波形，在漏源有電流時，漏源電壓VDS為零，在漏源電流為零時，漏源電壓VDS為最大值，使漏源電壓和電流錯峰沒有交疊，從而漏級無用功率耗散為零，有用信號功率全部輸出給負(fù)載。理想的漏源電壓VDS為方波：

[VDS=VDC-Vm1cos ω0t+n=3，5，7…∞Vmncos nω0t] （2）

漏源電流iDS表示為：

[iDS=I1+Imcos ω0t+n=2，4，6…∞Imncos nω0t] （3）

由漏源電壓與電流關(guān)系可推導(dǎo)出，在漏源端觀看輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，基頻阻抗：

[Z（ω0）=Ropt] （4）

觀看到的直流阻抗與奇次諧波阻抗為：

[Z（nω0）=∞， n=0，3，5，…] （5）

觀看到的偶次諧波阻抗為：

[Z（nω0）=0， n=2，4，6，…] （6）

考慮到硬件電路對高次諧波處理，使用集總參數(shù)器件搭建電路將非常復(fù)雜，使用的器件比較多，不便于集成。為了便于集成，且器件數(shù)不至于很多又能達(dá)到較好的效果，通常只對二次諧波短路，三次諧波開路。在漏級電流iDS中，二次諧波，與三次諧波的比重相對更高次諧波大，所以處理好二次，與三次諧波就可以獲得相應(yīng)比較好的電路性能。為了實現(xiàn)二次諧波短路，三次諧波開路，又能達(dá)到阻抗匹配目的的輸出匹配電路如圖3所示。

在此匹配電路中，C0為晶體的輸出電容，其電容值的獲取可通過工藝庫模型獲得，此電容為三次諧波并聯(lián)諧振電路的容性阻抗部分。LC為輸出級的扼流電感，其感抗大小通常為最優(yōu)阻抗的11倍左右，也參與到輸出匹配中。“201”虛線框為二次諧波短路結(jié)構(gòu)，由L2與C2組成串聯(lián)諧振電路，對二次諧波短路?！?01”虛線框為三次諧波短路結(jié)構(gòu)，由L3與C3組成串聯(lián)諧振電路，對三次諧波短路。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)工作在基頻ω0時，由Z2看到的阻抗為最優(yōu)阻抗Ropt，即Z2 = Ropt，在Z0處看到阻抗為50 Ω，也就是天線端的輸入阻抗。工作在基頻時的等效電路只需把圖3中“201”和“301”看成電容，因為二次與三次諧振電路在基頻ω0時等效為一個電容，二次短路結(jié)構(gòu)在基頻時等效為電容[Ceq2]，三次短路結(jié)構(gòu)在基頻時等效為電容[Ceq3]?；l的等效電路匹配結(jié)構(gòu)為2個L型低通匹配網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)構(gòu)成，可以適當(dāng)?shù)卦黾訋?，對高次諧波也起到了濾波衰減的功能。為了使功率放大器在工作頻帶內(nèi)增益平穩(wěn)，匹配電路對Z1有一定要求[5?8]，即Z1滿足：

[Z1Z0=Z2Z1] （7）

本設(shè)計電路[Z2=2.2 Ω]，由式（7）計算出[Z1=10.5 Ω]。取匹配因子：

[M1=Z1Z0=0.21；M2=Z2Z1=0.21]

可得：

[C4=M1-1Z0ω0；L4=Z0M1-1ω0；Ceq3=M2-1Z1ω0；L1=Z1M2-1ω0]

輸出匹配網(wǎng)絡(luò)工作在二次諧波頻率2[ω0]的情況下，二次諧波電流直接由“201”串連諧振電路短路到地，所以在漏源電壓VDS中不含有二次諧波電壓，達(dá)到了抑制二次諧波的效果，也不會對終端負(fù)載造成干擾，L2與C2滿足關(guān)系式：

[2ω0=1L2C2] （8）

圖4是輸出匹配網(wǎng)絡(luò)工作在三次諧波3[ω0]時的等效電路圖，電路工作在三次諧波頻率下，二次諧波諧振電路“201”在三次諧波頻率3[ω0]等效為電感[Leq2]，三次諧振電路“301”對三次諧波短路。要使等效電路對三次諧波開路，則需要電感L1，[Leq2]，LC和輸出電容C0共同組成并聯(lián)諧振電路，理想的并聯(lián)諧振電路阻抗為無窮大。由前文設(shè)計思路可以獲得匹配電路電容電感的參數(shù)。在設(shè)計匹配電路時可以先定一個適當(dāng)L2，由約束式可獲得C2。電路工作在三次諧波時電抗為：

[3ω0Leq2=3ω0L2-13ω0C2] （9）

[13ω0C0=3ω0（Leq2//LC//L1）] （10）

三次諧振電路滿足：

[3ω0=1L3C3] （11）

且有：

[1ω0Ceq3=ω0L3-1ω0C3] （12）

由以上約束條件可以計算出輸出匹配電路的每一匹配原件參數(shù)。

1.3 功率放大器的實現(xiàn)

通過前文的原理分析與電路器件參數(shù)的計算，最終的電路如圖5所示，輸入匹配與級間匹配采用最大傳輸功率匹配方法[8]。

2 電路仿真結(jié)果

整體電路基于Agilent的電路設(shè)計軟件ADS2015進(jìn)行設(shè)計與仿真。圖6是射頻功率放大器輸出級的漏源電壓VDS與電流IDS的時域波形，可以看到漏源電壓VDS類似于方波，在電壓為最大時電流為零，在電壓為最小時，電流為最大值。相對于傳統(tǒng)功率放大器，漏源電壓與電流的交疊面積降低明顯，接近于理想的方波波形，提高了輸出效率。

圖7為功率放大器的小信號增益，由圖可知在2.4～2.48 GHz時增益大于35 dB，對二次諧波與三次諧波波抑大于48 dB。圖8為功率放大器輸入功率與輸出效率、輸出功率和功率增益的關(guān)系圖，在1 dB壓縮點附近效率高達(dá)49.6%。圖9為飽和輸出功率與輸入頻率的關(guān)系圖，在頻帶2.4～2.48 GHz內(nèi)，輸出飽和大于30 dBm。在2.4 GHz頻帶內(nèi)飽和輸出功率基本恒定。表1為性能參數(shù)對比表。

3 結(jié) 論

本文介紹了一種功率放大器的設(shè)計方法，重點分析了功放設(shè)計思路與輸出級實現(xiàn)F類匹配的方法。同時兼顧了效率與線性度，從仿真結(jié)果來看達(dá)到了預(yù)期的效果，可以在2.4 GHz的通信系統(tǒng)中得到應(yīng)用。

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