張加程，高曉強，孫高勇

（中國電子科技集團第十三研究所，河北 石家莊 050051）

0 引言

隨著電子通信的發(fā)展，要求的通信頻率越來越高，毫米波頻率源已經(jīng)成為發(fā)展趨勢；傳統(tǒng)的毫米波頻率源大多采用倍頻的方案，倍頻器的引入必然會增加整體功耗，增加產(chǎn)品體積，而且會帶來1/2和3/2次諧波。毫米波振蕩器的研制成為解決該問題的關鍵，因此對毫米波振蕩器的開發(fā)是必然趨勢。

雙極性晶體管以其優(yōu)異的1/f噪聲性能被廣泛應用于振蕩器中。GaAs HBT工藝已經(jīng)發(fā)展的成熟和穩(wěn)定，同時代工廠器件模型的準確性也越來越高，利用ADS原理圖和版圖仿真，設計芯片的成功率大幅提升，單片VCO越來越成為未來毫米波振蕩器發(fā)展方向[1]。與低頻振蕩器相比，毫米波振蕩器由于其頻率較高，因此對器件的各個寄生參數(shù)更加敏感，在設計過程中必須充分的考慮各個寄生參數(shù)的影響，設計難度更大。本文基于振蕩器負阻分析理論，得出了影響振蕩器輸出頻率的主要因素，并提出了一種改善方法，利用該方法設計了一款毫米波壓控振蕩器，經(jīng)測試，該壓控振蕩器在調諧電壓0-20V變化時，輸出頻率可覆蓋21-30GHz。

1 基本理論

振蕩器的分析方法一般有兩種，一種是反饋分析法，另外一種是負阻分析法[2]。本文采用的分析方法為負阻分析法。負阻分析法將振蕩器分為兩部分，一部分為產(chǎn)生負阻的電路，通常由有源器件及其外圍電路組成，另一部分為有損的諧振電路部分，通常由變容二極管以及電容、電感組成。其原理圖如圖1所示。

圖1 負阻振蕩器原理圖Fig1 Schematic diagram of a negative-resistance oscillator

Zin(I, jω)是有源阻抗，ZL(jω)是諧振阻抗。Rin(I,jω)和Xin（I,jω)是有源阻抗的實部和虛部，RL(I,jω)和XL(I,jω)是諧振阻抗的實部和虛部。Γ(L)是從諧振端看過去的反射系數(shù)，Γ(in)是從負阻端過去的反射系數(shù)。

應用基爾霍夫電壓定律可得

若振蕩產(chǎn)生，RF電流I不為零，則下屬條件必須滿足：

由于諧振網(wǎng)絡是無源的，RL(I,jω)＞0 所以式（2）表明Rin(I,jω) ＜0。正電阻表示能量消耗，負電阻表示提供能量。式（3）中的條件決定振蕩頻率。

從 (1)式得，對于振蕩狀態(tài)，有Z(in)=-Z(L)，意味著反射系數(shù)Γ(L)和Γ(in)應有下述關系

起振條件

在公式（5）的條件下，任意激勵或噪聲都將引起振蕩。當I增加時Rin(I, jω)減小，滿足式（2）時振蕩頻率穩(wěn)定。起振頻率不等于最終穩(wěn)定頻率,因為Zin(I, jω)與電流有關[3-4]。

負阻振蕩器的原理框圖如圖2所示：

圖2 振蕩器原理框圖Fig 2 Schematic diagram of oscillator

輸出放大電路的存在可以增加振蕩器的帶負載能力，減小負載牽引。

從原理框圖可以看出，整個電路可以分為三部分：諧振部分、負阻部分、輸出部分。要設計毫米波的壓控振蕩器就必須設計毫米波的負阻以及毫米波的諧振電路。

首先分析影響負阻頻率的因素，在設計毫米波振蕩器時由于振蕩頻率較高，許多寄生參數(shù)不可忽略，GaAs雙極性晶體管的等效模型[5]如圖3所示：

圖3 雙極性晶體管等效電路Fig 3 Bipolar transistor equivalent circuit

從基極看入的等效阻抗為：

化簡可得：

由上式推導出的負阻值為：

從雙極性晶體管等效電路分析可以看出：隨著頻率的升高，產(chǎn)生的負阻在逐漸減小，其中基極與發(fā)射極之間的寄生電容Cbe為正反饋電容，有利于負阻的產(chǎn)生，考慮到電容對頻率的影響，該電容應小一些，但是并不是越小越好，因為該電容越小正反饋越弱，負阻越不容易產(chǎn)生，當減小到一定程度時負阻消失；集電極與基極之間的反饋電容Ccb為負反饋電容不利于負阻的產(chǎn)生，所以應當減小該電容，常用的方法為減小集電極的面積來減小寄生電容；發(fā)射極對地的寄生電容Ce有利于負阻的產(chǎn)生，應適當大一些，但是該電容會影響負阻的頻率，并不是越大越好；雙極性晶體管電流增益高有利于負阻產(chǎn)生，但是一般情況下電流增益高要求晶體管的尺寸相對較大，寄生參數(shù)變大，不利于頻率提升，所以在晶體管選擇的過程中要兼顧增益和寄生的影響。

其次分析影響諧振電路的諧振頻率的因素。諧振電路通常都是由變容二極管、電容、電感組成，所以選取起始容值合適的變容二極管以及搭配合適的電容、電感便可實現(xiàn)。難點在變容二極管的選取。

2 VCO的仿真設計和優(yōu)化

本文選擇的電路具體拓撲結構如圖4.該電路分為三個部分：諧振電路、負阻電路、輸出放大電路。利用軟件的原理圖電路仿真器及版圖仿真器，完成了振蕩器仿真設計工作。

2.1 VCO電路的仿真

按照上述分析，選取合適尺寸的GaAs HBT晶體管，設計壓控振蕩器中的負阻電路。負阻電路仿真結果為：如圖4所示：

圖4 負阻電路仿真結果Fig 4 Simulation results of negative resistance circuit

從仿真結果中可以看出負阻范圍覆蓋了21-30 GHz，滿足設計要求。

GaAs變容管具有超突變特性和高Q值特性，因此在此次設計中選取GaAs變容管作為調諧電路的組成部分[6]。選取合適起始容值的變容二極管搭建諧振電路，諧振電路仿真結果為圖5所示：

圖5 諧振電路仿真結果Fig 5 Simulation results of resonant circuit

從仿真結果中可以看出，當調諧電壓在0-20V范圍內變化時，諧振頻率在21GHz-30GHz范圍內變化，滿足設計要求。

將諧振器和負阻電路級聯(lián)并進行仿真，當調諧電壓從0V變化到20V時，其輸出頻率、功率的仿真結果圖6所示：

圖6 頻率、功率仿真結果Fig 6 Frequency and power simulation results

從仿真結果中發(fā)現(xiàn)，當電調電壓在0-20V范圍內變化時，輸出頻率雖然滿足21-30GHz，但是從功率曲線中可已看出，在電調電壓的高端功率較低，有停振的風險。

從負阻仿真結果可以看出在高端時，負阻的絕對值較小，能夠提供的能量比較臨界，所以出現(xiàn)此種現(xiàn)象。從負阻分析可以發(fā)現(xiàn)，發(fā)射極對地電容對負阻值大小和負阻頻率的影響比較明顯，此時改變發(fā)射極對地電容，振蕩器的仿真結果為圖7所示：

圖7 頻率、功率仿真結果（電容增大）Fig.7 Frequency and power simulation results (capacitance increase)

圖8 頻率仿真、功率結果（電容減?。〧ig 8 Frequency simulation and power results (capacitance reduction)

從仿真結果中可以看出發(fā)射極電容對壓控振蕩器的影響明顯，增大發(fā)射極電容時，VCO高端停振，造成此現(xiàn)象的原因時，發(fā)射極對地電容增大導致負阻頻率降低無法覆蓋高端頻率，VCO停振；減小發(fā)射極對地電容，壓控振蕩器振蕩穩(wěn)定，功率波動較小[7-10]。

因此，在設計毫米波壓控振蕩器時，發(fā)射極到地電容的選擇至關重要，既要兼顧頻率特性，又要兼顧負阻的大小。

3 VCO電路制作及測試結果

圖9 VCO輸出頻率與調諧電壓關系曲線Fig 9 Relationship between VCO output frequency and tuning voltage

圖10 相位噪聲Fig10 Phase noise

采用GaAs HBT工藝流片，經(jīng)過封裝，得到一個21～30GHz壓控振蕩器。振蕩器輸出頻率,如圖13所示，由于測試儀器的限制，僅測出VT=0V-15V時對應的頻率曲線，用頻率計測得VT=20V時，對應的頻率為30.4GHz；當調諧電壓VT為5V時，相位噪聲為-89 dBc/Hz@100KHz，如圖14所示。測試結果表明，該VCO在0～20V電調范圍內頻率覆蓋了21～30GHz頻帶，同時具有良好的調諧線性度和相位噪聲性能，具有較大的使用價值。通過5mm×7mm×2.5mm的表貼陶瓷管殼封裝得到最終產(chǎn)品，如圖11所示。

圖11 微封裝VCOFig11 Mcroencapsulates VCO

4 結論

本文分析了影響毫米波壓控振蕩器振蕩頻率的因素，并提出了改善方法，應用該方法設計了一款毫米波VCO，其測試性能指標滿足預期，對毫米波VCO的設計有一定的指導意義。