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        單級PFC反激式開關(guān)電源設(shè)計

        2018-08-27 10:24:14李曉暉蘇亞東張玉峰
        機電信息 2018年24期
        關(guān)鍵詞:相角電感峰值

        李曉暉 趙 杰 蘇亞東 張玉峰 鄭 凱

        (1.皖北煤電集團有限公司,安徽淮北232097;2.徐州凱思特機電科技有限公司,江蘇徐州221116;3.中國礦業(yè)大學(xué)電氣與動力工程學(xué)院,江蘇徐州221116)

        0 引言

        開關(guān)電源的相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)中對于降低電流諧波及提高功率因數(shù)有著明確的要求,這使得PFC技術(shù)在開關(guān)電源中的應(yīng)用越來越廣泛。有源PFC技術(shù)相比于無源PFC技術(shù)具有響應(yīng)快、動態(tài)效果好等優(yōu)點而受到廣泛研究。一般含有PFC功能的開關(guān)電源采用兩級PFC結(jié)構(gòu),一級為功率因數(shù)校正級,一級為電壓變換級,兩級結(jié)構(gòu)導(dǎo)致系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜、成本較大,據(jù)此,單級PFC結(jié)構(gòu)應(yīng)運而生[1-5]。

        本文針對單級PFC反激式開關(guān)電源,分析了其在CCM下FOT控制系統(tǒng)的工作原理,完成了系統(tǒng)的大信號分析,按照大信號分析的結(jié)構(gòu),設(shè)計了系統(tǒng)電路及變壓器參數(shù),完成了系統(tǒng)仿真,驗證了該系統(tǒng)的可行性。

        1 單級PFC反激式電路基本結(jié)構(gòu)

        圖1是一種單級PFC反激式變換器的結(jié)構(gòu),由于省去了原邊的電感、整流二極管和電解電容,簡化了電路結(jié)構(gòu),使控制方法變得簡單。由于輸入端采用了小容量的電容,只能濾除輸入電壓中的高頻諧波。輸入電壓經(jīng)過電容后還是正弦半波。PWM控制器對輸入、輸出電壓采樣,在其內(nèi)部計算出電流基準(zhǔn),再和電流采樣值進(jìn)行比較,根據(jù)比較的結(jié)果控制Q2的通斷,完成功率因數(shù)校正。

        圖1 無輸入大電容的單級PFC反激式變換器結(jié)構(gòu)

        2 FOT控制模式單級PFC反激式變換器大信號分析

        本節(jié)首先分析了FOT控制的單級PFC反激式變換器的工作過程,然后對系統(tǒng)進(jìn)行了大信號分析,并對系統(tǒng)中各參數(shù)及其之間的能量關(guān)系進(jìn)行了研究,最后,根據(jù)這些參數(shù)給出了變壓器的設(shè)計方法。

        2.1 FOT控制模式工作原理

        圖2為FOT控制單級PFC反激式變換器的系統(tǒng)框圖。輸出電壓Vo經(jīng)過R3、R4和隔離電路進(jìn)行電氣隔離后進(jìn)入電壓環(huán)。乘法器的作用是構(gòu)建完整的電流基準(zhǔn),該基準(zhǔn)是一個與輸入電壓同相位的正弦半波,所以其輸入分別為電壓調(diào)控信號和輸入電壓相位信號。開關(guān)管的關(guān)斷條件是采樣電阻上的電壓高于乘法器的輸出電壓。開關(guān)管的導(dǎo)通由Toff產(chǎn)生電路控制。

        圖2 FOT控制單級PFC反激式變換器系統(tǒng)框圖

        FOT控制變換器的輸入電流和PWM波形如圖3所示。當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時,輸入電流線性增加,關(guān)斷期間,可以將次級電流和電壓等效到初級側(cè),等效輸入電流在此期間線性下降。由于次級反射電壓不變,且開關(guān)管關(guān)斷時間不變,所以等效的輸入電流下降值也不變,其大小可由式(1)確定:

        圖3 FOT控制模式變換器輸入電流及PWM波形

        在輸入電壓較小時,變換器工作在DCM模式。隨著輸入電壓的增大,變換器從DCM向CCM過渡。由于輸入電壓的波形是正弦半波,在一個半波內(nèi),變換器先工作在DCM,然后工作在CCM,最后又回到DCM。所以,在一個正弦半波里存在一個DCM和CCM的臨界電壓,這個電壓對應(yīng)的相角叫做臨界相角θT。當(dāng)輸入電壓相角在(0,θT)以及(π-θT,π)時,變換器工作在DCM模式;當(dāng)相角在(θT,π-θT)時,變換器工作在CCM模式。

        當(dāng)輸入電流在開關(guān)管開通期間上升值等于關(guān)斷期間的下降值時,即變換器工作在BCM。假設(shè)此時輸入電流峰值為IPKpri,則:

        可求得臨界處的相角為:

        當(dāng)變換器在DCM時,開關(guān)管的導(dǎo)通時間不變。所以此時變換器的D和fsw都是常數(shù)。當(dāng)變換器在CCM部分,變換器的D和fsw由線電壓峰值和瞬時值決定。開關(guān)頻率關(guān)于相角θ的函數(shù)為:

        2.2 FOT控制模式的能量關(guān)系

        在DCM部分,輸入電壓和負(fù)載不變,變換器的開關(guān)頻率也不變。此模式下,輸入電流的平均值為:

        FOT控制模式處于DCM模式下和峰值電流控制模式處于DCM模式下情況相同,系統(tǒng)工作在此模式下的功率因數(shù)不可能為1。

        在CCM模式下,初級側(cè)電流紋波為:

        所以該模式下的輸入電流的平均值為:

        綜合式(6)和式(7),可得:

        在一個輸入電壓正弦半波內(nèi),變換器經(jīng)歷了三個階段,這三個階段的輸入功率分別為:

        由于DCM部分過程較為短暫,且CCM部分在輸入電壓相角較小時的電流與DCM相差不大,所以輸入功率可簡化為:

        將式(5)和式(8)代入式(10)可得:

        在已知輸入功率的情況下,輸入電流峰值的表達(dá)式如下:

        2.3 系統(tǒng)電路參數(shù)設(shè)計

        2.3.1 變壓器設(shè)計

        雖然初級電感量與輸入電流紋波成反比,但也不能一味地減小電流紋波,初級電感量過大會使變壓器體積過大,選取初級電感量為400 μH。

        由于初次級繞組耦合系數(shù)較高,所以有:

        使用耐壓為650 V的功率MOSFFET,根據(jù)反激式變換器的輸出輸入電壓關(guān)系,可得:

        VC一般被RCD鉗位在次級反射電壓的1/2。根據(jù)式(14),反射電壓最大為120 V。由于VO為19 V,VD為1 V左右,所以變壓器匝比最大為6。仿真時取匝比為5,代入式(13)中可得變壓器次級電感量為16 μH。

        2.3.2 初次級電感電流峰值計算

        當(dāng)匝比為5時,次級反射電壓為100 V,由式(12)可得初級電感電流峰值為5 A,次級電感電流峰值為25 A。

        2.3.3 鉗位網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計

        變壓器的漏感造成的過電壓尖峰可以受到RCD鉗位網(wǎng)絡(luò)(圖4)的限制。選擇適當(dāng)?shù)碾娙菁半娮柚?,以便其具有指定的過電壓ΔV(一般取反射電壓的一半),使其關(guān)斷時不會超過MOSFET的額定電壓。

        圖4 RCD鉗位網(wǎng)絡(luò)

        Llk為變壓器的漏感。電容器要經(jīng)受大的電流尖峰,因此其應(yīng)該是具有聚丙烯或聚苯乙烯薄膜電介質(zhì)的非常低的ESR型。

        最小電阻值可以通過在開始時施加電容上的電壓來得到:

        3 系統(tǒng)電路仿真

        采用L6562N器件,該模型ZCD引腳的閾值電平為1.6 V,可得關(guān)斷時間為:

        取Ct=620 pF,Rt=10 k。選擇Ca=220 pF,Ra=3 kΩ。

        輸出電壓通過r12和r13分壓后進(jìn)入TL431的輸入端,由于在閉環(huán)運行時,分壓電壓在2.5 V波動,所以有:

        由于輸出電壓為19 V,r12為22 kΩ,所以r13為3.33 kΩ,由于在實際中沒有這樣阻值的電阻,所以取r13為3.3 kΩ。在輸入為110 V/50 Hz,負(fù)載為3.8 Ω,對系統(tǒng)進(jìn)行瞬態(tài)仿真,輸入與輸出電壓波形及系統(tǒng)穩(wěn)定時的輸入電壓與輸入電流分別如圖5和圖6所示。

        圖5 110 V AC輸入下輸入與輸出電壓波形

        圖6 系統(tǒng)穩(wěn)定時的輸入電壓與輸入電流

        從圖5中可以看出,輸出電壓兩倍頻紋波,其波動幅度為1.5 V,約占輸出的7.8%。從圖6中可以看出,輸入電流峰值緊緊跟隨輸入電壓,系統(tǒng)實現(xiàn)PFC功能。

        為了看到輸入電流的各次諧波,首先平滑一下電流信號。在仿真電路中,r7為10 kΩ,C9為10 nF,其截止頻率為1.6 MHz,遠(yuǎn)大于開關(guān)頻率,所以C9上的電壓可以反映輸入電流的平均值。對C9上的電壓進(jìn)行傅里葉分析后,由圖7可以看出,各次諧波所占的比例非常低,可見電流波形失真較少。

        圖7 110 V輸入下電流諧波

        在輸入為220 V/50 Hz,負(fù)載為3.8 Ω,即輸出平均電流為5 A的條件下,對系統(tǒng)進(jìn)行瞬態(tài)仿真,輸入與輸出電壓波形和輸入電壓、輸入電流及采樣電阻上的電壓分別如圖8和圖9所示。

        由圖8可知,通過輸出電壓穩(wěn)定在19.1 V。測量的100 Hz的紋波電壓的峰值為1.8 V。從圖9可以看出,在220 V下系統(tǒng)的輸入電流依然能夠緊緊跟隨輸入電壓。

        圖8 220 V AC下系統(tǒng)的輸入與輸出電壓

        圖9 220 V下的輸入電壓、輸入電流及采樣電阻上的電壓

        4 結(jié)語

        本文研究了固定關(guān)斷時間的單級PFC反激式變換器,在對臨界模式和連續(xù)模式分析的基礎(chǔ)上完成了對固定關(guān)斷時間控制模式的大信號分析,設(shè)計了系統(tǒng)電路。這種結(jié)構(gòu)的電路結(jié)構(gòu)和控制方式簡單,成本較低。本文的研究成果對于單級PFC反激式變換器的設(shè)計具有一定的指導(dǎo)意義。

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