李曉慶

（鎮(zhèn)江伏樂光電技術有限公司江蘇鎮(zhèn)江212400）

針對通用交流輸入或高壓母線供電如小家電、LED照明驅動、電表、工業(yè)控制等場合中，對寬輸入范圍非隔離低壓輔助電源的需求[1-4]，目前有多家廠商提供了基于BUCK電路的解決方案，如PI[5]、FAIRCHILD[6]、MPS[7]，這些方案通常有如下特點：集成高壓MOS、低待機功耗、輸出恒壓限流控制等。本文介紹一種新型控制芯片SY50583[8]，該芯片除具有以上特點外，同時工作于準諧振（QR）模式，能夠進一步降低開關損耗，優(yōu)化效率及EMI性能；并基于該控制芯片，設計了一款寬輸入小功率降壓BUCK變換器。

1 基本工作原理

降壓BUCK電路如圖1所示，由輸入電壓源Vi、串聯開關S、續(xù)流二極管D及LC濾波元件組成，也稱為串聯開關變換器。

圖1 BUCK變換器電路圖

當開關S導通時，D承受反壓截止，電感L儲存能量，電容C充電；當開關S關斷時，電感電流通過二極管導通續(xù)流而釋放能量，電容C放電。根據穩(wěn)態(tài)時伏秒平衡：

推導得到：

式中Vi為輸入電壓、Vo為輸出電壓、t1為開通時間、t2為關斷時間、D為占空比。

由于開關管不是理想器件，在開通及關斷過程中，電壓和電流存在交疊區(qū)如圖2所示，故存在開關損耗，開關損耗的存在限制了變換器開關頻率的提高；同時開關管工作在硬開關時還會產生較高的di/dt和dv/dt，產生較大的電磁干擾EMI[9-10]。

圖2 MOS管開關損耗示意圖

諧振變換器利用電感、電容元件組成串聯或并聯諧振電路，從而改變開關變換器的工作電壓、電流波形[11-12]，實現開關管的零電壓開通（ZVS）和零電流關斷（ZCS）。準諧振由諧振變換器發(fā)展而來，它是將PWM型開關元件加上諧振電感和電容形成諧振開關[13-15]、或者利用開關元件自身寄生參數與電路元件產生的諧振，配合適當控制方式實現的軟開關[16]。

2 芯片介紹及電路設計

SY50583是一款具有輸出恒壓及恒流控制功能的高性能PWM控制器，集成耐壓700 V、低導通電阻的MOS，內部結構框圖如圖3所示。該芯片通過控制實現MOS管在谷底電壓時開通，低至15 μA的啟動電流，輕載時限頻45 kHz以降低開關損耗；同時具有輸出過壓、過流及短路、過溫等保護功能。

圖3 SY50583內部結構框圖

本文以一款全電壓90～264 V交流輸入、12 V/350 mA輸出的非隔離降壓BUCK電源設計為例，介紹電路設計過程，原理圖及參數設計如圖4所示，主要元件功能：F1為防浪涌沖擊電流PTC電阻，D101和D102為半波整流二極管，EC101為輸入整流濾波電容；R101、R102、C101為高壓啟動電阻電容，R103為電感電流采樣電阻，R104、R105為輸出電壓采樣電阻，D103、L101、EC102分別為BUCK續(xù)流二極管和輸出濾波LC。

圖4 12 V/350 mABUCK電路圖

2.1 輸入濾波電容

針對半波整流，假設母線BUS電壓紋波?Vbus要求20%，在最低輸入電壓Vac（min）時按如下近似公式計算濾波電容Cbus：

式中Pout為輸出功率、fin為輸入電壓頻率、η為變換器效率。

2.2 啟動電路參數設計

輸入電壓上電后，通過啟動電阻R101和R102給啟動電容C101充電，芯片通過VIN腳檢測C101電壓充至啟動電壓VIN_ON時，內部電路開始工作，輸出電壓建立后，內部電路將會每個開關周期給C101充電以維持VIN腳電壓在關閉電壓VIN_OFF以上，簡化了外部電路設計。整個啟動過程如圖5所示分為兩部分，tSTC為啟動電容充電時間，tSTO為輸出電壓建立時間，通常tSTO遠小于tSTC。

圖5 IC啟動時序圖

啟動電阻設計時須滿足不小于啟動電流15 μA要求；按啟動時間600 ms要求根據式（4）選擇啟動電容，啟動電阻和電容的選擇不能太小，避免在電路保護時反復重啟過程中產生額外損耗：

式中CVIN為啟動電容、VBUS為母線電壓、RST為啟動電阻、IST為啟動電流、tST為啟動時間、VIN_ON為啟動電壓。

2.3 準諧振模式工作原理

電路工作于臨界電流模式（BCM）或斷續(xù)電流模式（DCM）時，MOS管關斷后，電感電流持續(xù)下降至零，因MOS管、二極管等元件寄生電容的存在，輸出電感L和寄生電容產生諧振，控制芯片通過檢測MOS管DS兩端電壓，控制MOS管在谷底時開通，如圖6所示；諧振電壓幅值由輸入電壓和輸出電壓關系決定[16]，當輸出電壓Vo大于輸入電壓的VBUS的一半時，DS電壓可諧振至零，實現零電壓開通。

圖6 電感電流及MOS管開通波形圖

2.4 輸出電壓及電流控制

輸出電壓可通過VSEN腳檢測電感電壓獲知，原理如下：在二極管續(xù)流期間，電感電壓VL和輸出電壓Vo存在VL=Vo+VD_F的關系，VD_F為二極管正向導通電壓，當電感電流降至零時，VD_F接近為零，電感電壓即等于輸出電壓。通過檢測VSEN腳電壓與內部基準電壓VVSEN_REF進行反饋比較，即可實現輸出恒壓控制[17]。

根據圖6所示電感電流波形中，輸出限流值IOUT_LIM等效為：

式中：IPK為電感電流峰值、t1為電感電流上升時間、t2為下降時間、tS為開關周期?？刂艻C通過檢測ISEN腳即電感電流采樣電阻RISET上的電壓，反饋與內部基準VREF比較實現對IPK的控制；故通過設計不同RISET值即可控制不同輸出限流值。

2.5 輸出電感及電容設計

輸出電感和電容設計點選擇最小交流輸入電壓、滿載輸出、BCM/DCM工作時，控制IC設定開關頻率fS_MIN為最低約35 kHz，此時電感和MOS管電流將達到最大。電感計算步驟如下：

Step 1：根據開關頻率和伏秒平衡，結合圖6所示電感電流波形，列寫公式：

Step 2：根據電磁感應定律，列寫公式：

Step 3：聯立式（6）～（9），推導得到：

IPK不小于2Io取為0.8 A，計算可得電感選值。

BCM/DCM模式下，輸出電容電壓波形如圖7所示，輸出電容設計依據滿載輸出電壓紋波?Vo要求3%，根據電荷平衡：

式中：tf和tr分別為電容電壓的峰值和谷值時間，可根據前面所計算t1、t2、IPK、Io推導得到；同時考慮輕載間歇工作模式下電容儲能要求，綜合選擇電容值。

圖7 電容電壓示意圖

3 實驗結果

按設計的12 V/350 mA降壓電源搭建樣機進行實驗驗證，測試輸出啟動波形如圖8所示，110 V輸入時啟動時間約550 ms；由滿載切換至半載的動態(tài)切換波形如圖9所示，輸出電壓能較快響應；滿載時輸出電壓紋波波形如圖10所示，紋波小于3%；MOS管DS端電壓波形如圖11所示，顯示MOS管在DS谷底電壓時開通。

圖8 啟動波形

圖9 輸出負載動態(tài)切換

圖10 輸出電壓紋波

圖11 MOS管DS電壓波形

同時測試效率數據如表1所示。

表1 效率測試數據

4 結 論

本文介紹的新型控制芯片SY50583具有準諧振工作模式、集成低導通電阻高壓MOS、輸出恒壓及恒流控制、內置供電電源等特點，能夠簡化外部電路的設計；以一款小功率降壓電源為例，詳細說明其電路及元件參數設計過程，通過實驗驗證了電路設計的正確性[18]，測試數據表明基于該控制芯片設計的變換器在效率、輸出電壓控制等方面具有較好性能。