仇 杰，張振東

（1. 上海理工大學(xué)，機(jī)械工程學(xué)院，上海 200093；2. 上汽集團(tuán)乘用車技術(shù)中心，上海 201804）

大容量電池技術(shù)和高性能驅(qū)動(dòng)電機(jī)技術(shù)的不斷進(jìn)步，推動(dòng)了電動(dòng)汽車行業(yè)的深入發(fā)展和商品化進(jìn)程。伴隨著電動(dòng)汽車保有量的不斷增加，電動(dòng)汽車充電站的需求也在日益擴(kuò)大。充電單元將電動(dòng)汽車與充電站連接，并對(duì)電動(dòng)汽車的整個(gè)充電過程進(jìn)行實(shí)時(shí)控制。如何設(shè)計(jì)響應(yīng)迅速、充電過程平穩(wěn)的充電單元已經(jīng)成為電動(dòng)汽車廠商和科研院所的重要研究課題。

針對(duì)電動(dòng)汽車充電方法，國(guó)內(nèi)科研單位已經(jīng)展開了許多研究工作。徐偉等［1］針對(duì)電動(dòng)汽車高功率因數(shù)的充電要求，開發(fā)了一種具有功率因數(shù)校正功能的電動(dòng)汽車充電系統(tǒng)，并運(yùn)用 Saber軟件對(duì)所設(shè)計(jì)的充電單元進(jìn)行了仿真，驗(yàn)證了其達(dá)到了較好的效果。朱光歡等［2］利用CAN總線實(shí)現(xiàn)充電單元和電池組控制器的通訊交互，設(shè)計(jì)了實(shí)時(shí)監(jiān)控電池組狀態(tài)的控制單元，實(shí)現(xiàn)了一種智能充電方式。胡超等［3］則通過模塊化結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)的方法開發(fā)了一種直流充電單元，并進(jìn)行了工程應(yīng)用。甘屹等［4］設(shè)計(jì)了電池均衡充電方案，補(bǔ)償了電池容量的差異性。近年來，國(guó)內(nèi)很多學(xué)者對(duì)電動(dòng)汽車充電單元進(jìn)行了詳盡的研究，并獲得了較好的研究成果［5-8］。

電動(dòng)汽車充電單元的核心電源變換器作為電能變換的關(guān)鍵技術(shù)，一直受到國(guó)外科研人員的重視。Gorla等［9］利用輔助電流系統(tǒng)設(shè)計(jì)了一個(gè)移相全橋DC–DC變換器，實(shí)現(xiàn)了變換器主動(dòng)軟開關(guān)的功能［9］。Vlatko 等［10］針對(duì)移相全橋變換器在小信號(hào)情況下進(jìn)行了詳細(xì)的分析。王均等［11］則通過建立變換器離散域數(shù)學(xué)模型，分析了影響移相全橋系統(tǒng)穩(wěn)定性的因素，并基于補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)方法，實(shí)現(xiàn)了一種直接數(shù)字式峰值電流控制模式的全橋變換器。

本文從電動(dòng)汽車充電單元的工作原理出發(fā)，詳細(xì)分析基于峰值電流控制模式的移相全橋電源變換器和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的基本理論及其在電動(dòng)汽車上的應(yīng)用。以PIC16F887單片機(jī)為核心設(shè)計(jì)一套電動(dòng)汽車充電控制單元，并最終通過實(shí)驗(yàn)對(duì)比驗(yàn)證該方法的可行性。

1 充電單元基本工作原理

本文設(shè)計(jì)的電動(dòng)汽車充電控制單元采用基于峰值電流控制模式的移相全橋變換器，其基本原理如圖1所示，圖中：Q1～Q6均表示MOS管即晶體管；RLD為電阻；C1～C6、Cf均表示電容；Lr、Lp、Ls1、Ls2、Lf均表示電感。該電路包括兩部分：①移相全橋全波整流電路；②峰值電流 Buck 降壓電路［12］。

圖1 峰值電流模式移相全橋變換器原理圖Fig.1 Phase-shift full bridge converter based on peak current mode

1.1 移相全橋全波整流電路原理分析

在一個(gè)完整的運(yùn)行周期中，移相全橋全波整流電路共有12種模態(tài)變換。由于前半周期的模態(tài)變化與后半周期的運(yùn)行原理基本相同，因此只討論半周期的模態(tài)變換情況。圖2為移相全橋全波整流電路全周期內(nèi)信號(hào)的主要波形圖，圖中：ip為原邊電流；Vin為內(nèi)部電壓；Vrect為整流器電壓；t為時(shí)間。

模態(tài)0（0～t0時(shí)刻）：該時(shí)刻電路運(yùn)行狀態(tài)如圖3（a）所示，MOS管Q1、Q4導(dǎo)通，原邊電流ip流動(dòng)方向?yàn)榇藭r(shí)MOS管 Q5導(dǎo)通，副邊電流 if流動(dòng)方向?yàn)?/p>

模態(tài)1（t0～t1時(shí)刻）：t0時(shí)刻后關(guān)斷Q1，原邊電流ip由Q1中轉(zhuǎn)移到電容C1和C3中，其中電路對(duì)C1進(jìn)行充電，C1其電壓由0 V逐步上升，而電容C3隨著放電逐步變小，此時(shí)Q1因零電壓關(guān)斷。

在 t1時(shí)刻，當(dāng) C3的電壓下降到 0 V后，Q3的反向二極管D3導(dǎo)通，此時(shí)模態(tài)1的過程結(jié)束。這一模態(tài)變換過程中電路運(yùn)行如圖3（b）所示。

圖2 移相全橋全波整流電路全周期內(nèi)信號(hào)主波形示意圖Fig.2 Main waveform of full wave rectifier circuit with phase-shift full-bridge in the full cycle

圖3 各模態(tài)電路運(yùn)行狀態(tài)圖Fig.3 Modes of the circuit run-state

模態(tài) 2（t1～t2時(shí)刻）：如圖 3（c）所示，此時(shí)MOS管Q3、Q4導(dǎo)通。但由于二極管D3作用，此時(shí)Q3是零電壓開啟，因此雖然Q3導(dǎo)通，但是電流仍然由D3傳遞，此時(shí)Q3沒有電流經(jīng)過。

模態(tài)3（t2～t3時(shí)刻）：在t2時(shí)刻，Q4關(guān)斷。此時(shí)原邊電流ip由Q4轉(zhuǎn)移到電容C2和C4，此時(shí)C2逐漸放電，C4處于充電過程。由于電容C4的作用，Q4在這一過程中處于零電壓關(guān)斷過程，如圖 3（d）所示。

模態(tài) 4（t3～t4時(shí)刻）：在 t3時(shí)刻，二極管D2導(dǎo)通，此時(shí)Q2是零電位，因此此時(shí)閉合Q2為零電壓閉合。由于D2作用，此時(shí)Q2沒有電流經(jīng)過。ip經(jīng)D2流通。達(dá)到t4時(shí)刻，原邊電流從ip下降到零，D2和D3由于壓降作用自然斷開，Q2和Q3由于電源壓降作用重新導(dǎo)通，原邊電流ip經(jīng)過，如圖3（e）所示。

模態(tài)5（t4～t5時(shí)刻）：在t4時(shí)刻，原邊電流正向?qū)?，但是此原邊電流不足以提供副邊?fù)載電流，導(dǎo)致負(fù)載電流依然由兩個(gè)整流二極管提供運(yùn)行回路。直至t5時(shí)刻后，所有負(fù)載電流流過D6，模態(tài)5運(yùn)行結(jié)束，如圖3（f）所示。

模態(tài) 6（t5～t6時(shí)刻）：如圖 3（g）所示，此時(shí)Q2、Q3接通，為原邊提供穩(wěn)定電流，MOS管Q6的關(guān)閉為副邊整個(gè)回路提供負(fù)載電流，并在t6時(shí)刻完成半周期的模態(tài)狀態(tài)切換。變換器另一個(gè)半周期的變化可以依據(jù)以上模態(tài)變換進(jìn)行分析，完成移相全橋全波整流的變換過程。其原邊和副邊的信號(hào)具體變化如圖2所示。

1.2 峰值電流型 Buck 降壓電路工作原理

圖4為峰值電流控制型Buck降壓電路示意圖。工作過程中，變換器的輸出電壓v（t）同設(shè)定的參考電壓Vref進(jìn)行比較。該對(duì)比信號(hào)的誤差經(jīng)過放大處理，作為輸出量控制峰值電流的控制指令vc（t）。將主回路采樣電阻測(cè)得的電感電流轉(zhuǎn)化的電壓信號(hào)（iL× R），并與 vc（t）進(jìn)行比較。最終和時(shí)鐘頻率共同作用，通過脈沖置位RS觸發(fā)器，控制功率開關(guān)Q的通斷，最終調(diào)節(jié)電感電流的變化。其電路運(yùn)行中電感電流變化過程如圖5所示，圖中：U為電壓表；u為最終的控制電壓。

圖4 峰值電流控制型 Buck 降壓電路示意圖Fig.4 Buck circuit based on peak current control

圖5 Lf 電感電流變化示意圖Fig.5 Changes of Lf inductor current

當(dāng)iL× R大于電流控制信號(hào)時(shí)，比較器翻轉(zhuǎn)，控制功率開關(guān)Q斷開，電感L通過二極管的電流呈下降趨勢(shì)，直至下一個(gè)時(shí)鐘周期開始在此翻轉(zhuǎn)調(diào)節(jié)。

2 基于串聯(lián)雙閉環(huán)控制算法分析及斜坡補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

2.1 串聯(lián)雙閉環(huán)控制算法

根據(jù)前文所述的電路工作原理，本文設(shè)計(jì)了一套基于電壓反饋外環(huán)主回路、電流反饋內(nèi)環(huán)副回路的串級(jí)PID控制器。雙閉環(huán)串級(jí)PID控制電路的結(jié)構(gòu)如圖6所示，圖中Rsc為電阻。當(dāng)控制系統(tǒng)輸入?yún)⒖茧妷篤ref后，與副邊采樣得到的實(shí)時(shí)電壓對(duì)比得到誤差e1，將其作為外環(huán)電壓環(huán)PID控制器的輸入信號(hào)進(jìn)行調(diào)節(jié)。控制輸出信號(hào)則作為副回路電流環(huán)控制器的參考輸入，與原邊采樣電阻得到的控制電流進(jìn)行比較，得到內(nèi)環(huán)的控制誤差e2，再將其并輸入PID控制器進(jìn)行內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)，最終達(dá)到輸出和輸入完全相等。

圖6 雙閉環(huán)串級(jí) PID 控制電路Fig.6 Cascade PID control circuit with double closed-loop

2.2 斜坡補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

由文獻(xiàn)[14]可知，擾動(dòng)狀態(tài)下副邊電感電流與控制輸入信號(hào)占空比的關(guān)系為

當(dāng)占空比小于0.5時(shí)，系統(tǒng)穩(wěn)定；當(dāng)占空比大于0.5時(shí)，系統(tǒng)隨時(shí)間變化變得不穩(wěn)定。電感電流不穩(wěn)定情形如圖7所示，圖中：ic為控制電流；T為周期。因此，為了解決占空比大于0.5時(shí)電感電流不穩(wěn)定的問題，需要為擾動(dòng)系統(tǒng)加入斜坡補(bǔ)償以使其達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。

圖7 電感電流不穩(wěn)定情形Fig.7 Instability of inductor current

圖8 帶斜坡補(bǔ)償?shù)姆逯惦娏骺刂齐娐稦ig.8 Peak-current control circuit with slope compensation

設(shè)計(jì)如圖8所示的具有斜坡補(bǔ)償?shù)姆逯惦娏骺刂齐娐?。斜坡補(bǔ)償信號(hào)實(shí)質(zhì)為一個(gè)頻率等于變換器的開關(guān)頻率的周期性鋸齒波電流控制信號(hào)ia（t）。與圖4相比，圖8中加入了一個(gè)ia× Rse的斜坡補(bǔ)償信號(hào)。引入該斜坡信號(hào)后，將電感電流信號(hào)iL和一個(gè)以初始值為ic、斜率為鋸齒波下降斜率相同的修正信號(hào)進(jìn)行比較，最終輸出控制信號(hào)，使補(bǔ)償后的電感電流趨于穩(wěn)定。補(bǔ)償后的擾動(dòng)電流變化趨勢(shì)如圖9所示。

圖9 斜坡補(bǔ)償后穩(wěn)定的電感電流波形Fig.9 Stable waveform of inductor current with slope compensation

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證上述方法的可行性，以PIC16F887單片機(jī)為核心，開發(fā)了一套電動(dòng)汽車充電控制單元實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，并通過實(shí)驗(yàn)測(cè)試驗(yàn)證基于峰值電流控制模式的移相全橋變換器方案的可行性。

該電動(dòng)汽車充電單元結(jié)構(gòu)示意圖如圖10所示。該單元由控制芯片、移相全橋全波整流變換器、系統(tǒng)供電單元以及其他電氣輔件組成，能夠?qū)崿F(xiàn)漏電檢測(cè)、過壓欠壓信號(hào)檢測(cè)等功能。

圖10 電動(dòng)汽車充電單元總體結(jié)構(gòu)示意圖Fig.10 Overall structure of the charging unit for electric vehicle

圖11 主邊 Q1–Q4 驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形Fig.11 Waveform of main-side driving signal Q1-Q4

圖11為主邊MOS管Q1至Q4的控制信號(hào)波形。由圖中可以看出，MOS管驅(qū)動(dòng)頻率為103.8 kHz，死區(qū)時(shí)間為 250 ns，前后橋臂的移相時(shí)間為1.98 μs。該電路可以較好地實(shí)現(xiàn)全橋移相整流的功能。

4 結(jié) 論

（1）與傳統(tǒng)的基于電壓?jiǎn)伍]環(huán)反饋控制開關(guān)變換器相比，峰值電流控制型開關(guān)變換器的多環(huán)反饋控制結(jié)構(gòu)具有逐周限流保護(hù)的功能，可使系統(tǒng)獲得更高的可靠性、更好的電壓調(diào)整率。

（2）基于斜坡補(bǔ)償?shù)目刂葡到y(tǒng)能夠有效解決輸入控制信號(hào)占空比大于50%時(shí)，副邊電路電感電流不穩(wěn)定的問題。這種補(bǔ)償方法極大拓展了基于電流控制式移相全橋全波整流開關(guān)變換器的整流能力，使其在電動(dòng)汽車充電單元中的應(yīng)用得以實(shí)現(xiàn)。

（3）基于峰值電流模式的移相全橋變換器電動(dòng)汽車充電單元具有充電過程電流穩(wěn)定、充電速度快等優(yōu)點(diǎn)。