李 忠，張明磊，寧 媛

(貴州大學(xué) 電氣工程學(xué)院，貴州 貴陽 550025)

感應(yīng)電機(jī)在工業(yè)傳動(dòng)系統(tǒng)中擁有廣泛的使用，可用于泵類、電梯、電動(dòng)車輛等牽引系統(tǒng)中。近年來，隨著半導(dǎo)體技術(shù)的突破，實(shí)現(xiàn)了感應(yīng)電機(jī)擁有與直流電機(jī)相媲美的調(diào)速性能，加諸當(dāng)今環(huán)境問題和石油能源消耗日益嚴(yán)重引起了世界各國的廣泛關(guān)注。電動(dòng)汽車因其具有綠色環(huán)保與能源利用效率高等優(yōu)點(diǎn)，被認(rèn)為是實(shí)現(xiàn)零排放的唯一可用汽車技術(shù)。而電力驅(qū)動(dòng)技術(shù)是制約電動(dòng)汽車發(fā)展的三大關(guān)鍵技術(shù)之一，因而研究滿足高性能、高精度的電動(dòng)汽車電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)具有重要意義。作為功率變換模塊的變流器而言，雖通過DC-DC變換器級(jí)聯(lián)獲得的逆變器被廣泛運(yùn)用，但要獲得較高的負(fù)載輸出電壓則要提高直流側(cè)(電池)的電壓，通過控制直流側(cè)電壓可以增加整個(gè)牽引系統(tǒng)的效率，但同時(shí)也提高了成本?？紤]到雙向準(zhǔn)Z源逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有DC-DC變換器和電壓型逆變器的功能，同時(shí)也具有升壓與DC-AC變換的功能。與DC-DC變換器級(jí)聯(lián)的電壓型逆變器相比，其能減少設(shè)備的開關(guān)次數(shù)，進(jìn)一步降低了成本且提高牽引系統(tǒng)的效率[1]。另一方面，其還能提高直流電壓利用率和實(shí)現(xiàn)功率雙向流動(dòng)[2]。對(duì)驅(qū)動(dòng)電機(jī)而言，為了不影響牽引系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能同時(shí)避免使用速度傳感器進(jìn)而減少維護(hù)需求和增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性，電機(jī)轉(zhuǎn)速的估測(cè)不可避免。雖有多種策略可用于電機(jī)的無速度矢量控制，但模型參考自適應(yīng)(MRAS)控制方法由于其簡潔性而流行起來[3]。此方法充分利用兩個(gè)相互獨(dú)立的電機(jī)模型來估計(jì)相同的靜態(tài)量，最終實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速的估計(jì)。因此，本文基于MRAS和BQZSI原理，通過建立Simulink電動(dòng)汽車驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，并使用模糊邏輯控制改善系統(tǒng)低速控制性能。

1 雙向準(zhǔn)Z源逆變器模型及控制策略

傳統(tǒng)電壓型逆變器局限性較大[4]，采用雙向準(zhǔn)Z源逆變器，其具有提高直流電壓利用率的同時(shí)還能實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)。另外，也不必考慮死區(qū)問題提高系統(tǒng)的可靠性。雙向準(zhǔn)Z源逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖1所示。

圖1 雙向Z源逆變器(BQZSI)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

由圖1所示，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖由兩部分組成。其中，一部分由C1,C2,L1,L2和開關(guān)S與一個(gè)二極管反并聯(lián)組成；另一部分是三相逆變橋，通過控制開關(guān)可實(shí)現(xiàn)功率的雙向流動(dòng)。BQZSI有3種運(yùn)行狀態(tài)，有源狀態(tài)、0狀態(tài)和直通狀態(tài)。在直通狀態(tài)下，橋臂的上下開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通，利用直通狀態(tài)實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電壓的提升。即

(1)

式中D為直通占空比，當(dāng)D在某個(gè)值時(shí)輸出最大交流電壓值可用式(2)進(jìn)行計(jì)算[5]

(2)

1.1 帶偏置的簡單升壓spwm控制

雙向準(zhǔn)Z源逆變器的控制策略與傳統(tǒng)逆變器的控制類似，唯一的區(qū)別是當(dāng)需要升壓時(shí)在開關(guān)狀態(tài)中插入直通狀態(tài)[6]，即簡單的升壓控制。同時(shí)為了提高調(diào)制指數(shù)，進(jìn)而提高輸出的平均交流電壓值，此處采用附加偏置的方法。即

(3)

式中，offset是所加偏置量，Vmax和Vmin分別是調(diào)制信號(hào)的最大值與最小值。

1.2 門極信號(hào)與開關(guān)S信號(hào)產(chǎn)生

門極信號(hào)的發(fā)生原理可用圖2說明。當(dāng)載波信號(hào)同時(shí)大于直通參考信號(hào)Vp和三相調(diào)制信號(hào)的上包絡(luò)線(va,vb,vc)或低于直通參考信號(hào)VN及下包絡(luò)線時(shí)，三相橋同時(shí)導(dǎo)通處直通狀態(tài)、有源狀態(tài)和零狀態(tài)與傳統(tǒng)的SPWM相同。不同之處在于，零狀態(tài)過程中插入了直通狀態(tài)。簡單升壓控制的直通參考信號(hào)可以是一條高于或低于調(diào)制波包絡(luò)線的直線，對(duì)于開關(guān)S其控制信號(hào)為直通信號(hào)的互補(bǔ)信號(hào)。當(dāng)三相橋處于直通時(shí)，開關(guān)S開路，反之則導(dǎo)通。

圖2 門極信號(hào)與開關(guān)S信號(hào)發(fā)生

據(jù)上述原理做出的帶偏置的簡單升壓SPWM控制模型，如圖3所示。

圖3 帶偏置的簡單升壓SPWM產(chǎn)生

1.3 雙向準(zhǔn)Z逆變器的控制策略

將BQZSI中兩電容C1和C2的電壓值Vc1和Vc2相加，再與直流側(cè)的參考指令電壓相減后，經(jīng)PI控制器后獲得指令信號(hào)。隨后再與電感L1的電流IL1相減后，經(jīng)PI控制器后產(chǎn)生直通占空比信號(hào)D，即使用電感電流外環(huán)與電容電壓外環(huán)的控制方式。直通占空比的產(chǎn)生，如圖4所示。

圖4 直通占空比的產(chǎn)生

2 感應(yīng)電機(jī)無速度傳感器控制

基于模型參考自適應(yīng)(MRAS)的控制方式，能實(shí)現(xiàn)感應(yīng)電機(jī)的無速度傳感器控制。該控制方式是假定氣隙磁場(chǎng)是正弦的，通過定子模型或閉環(huán)模型如自適應(yīng)觀測(cè)器來實(shí)現(xiàn)。其中，自適應(yīng)磁通觀測(cè)器有較高的精度和魯棒性，對(duì)電機(jī)的參數(shù)變化敏感性較低，因而適用于電動(dòng)汽車驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中。

2.1 自適應(yīng)控制原理

模型參考自適應(yīng)系統(tǒng)由兩個(gè)模型構(gòu)成，參考模型和自適應(yīng)模型。兩者相互比較，并不斷調(diào)整自適應(yīng)模型直到兩者的輸出相等[7-10]。其功能塊圖如圖5所示。

圖5 MRAS原理方塊圖

假定參考坐標(biāo)系的旋轉(zhuǎn)速度為0，電機(jī)基本方程可寫成如下

(4)

(5)

式中，Lr，Lm，σ,Ls，Tr分別表示轉(zhuǎn)子電感、磁化電感、漏感系數(shù)、定子電感和轉(zhuǎn)子時(shí)間常數(shù)。因式(4)中第一個(gè)公式與轉(zhuǎn)速無關(guān)，故可作為參考模型；第二個(gè)公式由轉(zhuǎn)速和定子電流相關(guān)，故可作為自適應(yīng)模型。式(5)在α-β坐標(biāo)系下的矩陣形式如下

(6)

2.2 閉環(huán)磁通觀測(cè)器

實(shí)際上可以用不動(dòng)的模型作為參考模型或自適應(yīng)模型，但由于參考自適應(yīng)模型對(duì)電機(jī)參數(shù)的變化敏感，當(dāng)電機(jī)在較低速度下運(yùn)行時(shí)影響更為明顯。同時(shí)，也會(huì)降低控制的魯棒性。故為改善性能，即使在較低的轉(zhuǎn)速時(shí)依然獲得較好的效果，可加入磁通觀測(cè)器[11-15]。定轉(zhuǎn)子磁通基于α-β坐標(biāo)的估算方程，如式(7)所示。

標(biāo)準(zhǔn)節(jié)相關(guān)知識(shí)分為三類，第一類是幾何參數(shù)，包括標(biāo)準(zhǔn)節(jié)規(guī)格、主弦管規(guī)格、角鋼規(guī)格、斜腹桿規(guī)格、齒條規(guī)格、聯(lián)結(jié)螺栓、聯(lián)結(jié)螺母以及墊圈規(guī)格等，選擇所需這些零件的規(guī)格建立標(biāo)準(zhǔn)節(jié)模型。第二類是物理性能，選取設(shè)計(jì)所需材料，讀取知識(shí)庫中相對(duì)應(yīng)材料的密度、質(zhì)量、熱處理方式，為力學(xué)計(jì)算打下基礎(chǔ)。第三類力學(xué)性能，針對(duì)上述兩類知識(shí)的選取，計(jì)算得到相關(guān)的力學(xué)知識(shí)，節(jié)約計(jì)算時(shí)間。

圖6 帶轉(zhuǎn)子磁通觀測(cè)器的MARS

2.3 電動(dòng)汽車驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)整體框圖

提出的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)整體框圖和仿真模型，如圖7和圖8所示。其實(shí)現(xiàn)了電機(jī)的無速度傳感器的轉(zhuǎn)矩及磁通的解耦控制。

圖7 整體控制框圖

圖8 整體Simulink仿真模型

3 仿真結(jié)果

當(dāng)給定速度指令階躍變化，初值為800 r/min，終值1 500 r/min，跳變時(shí)刻為0.3 s；直流電源為400 V，電機(jī)外加負(fù)載轉(zhuǎn)矩也為階躍變化，初值為30 N·m，終值為-30 N·m，跳變時(shí)刻0.6 s，總仿真時(shí)間為1 s。直流側(cè)電壓響應(yīng)，如圖9所示。

圖9 直流側(cè)電壓響應(yīng)

從圖9可以看出，直流側(cè)(DC-Link)電壓矩形波幅值約在600 V，而輸入的直流電源電壓僅為400 V?？梢婋p向準(zhǔn)Z逆變器實(shí)現(xiàn)了直流側(cè)電壓的提升，且提高了直流電壓利用率。三相定子電流響應(yīng)，如圖10所示。

圖10 三相定子電流響應(yīng)

從圖10可看出，在時(shí)間為0.3 s和0.6 s時(shí)定子電流因速度指令變化會(huì)產(chǎn)生輕微超調(diào)震蕩，隨后趨于穩(wěn)定正弦量。電感L1的電流響應(yīng)與電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩，分別如圖11和圖12所示。

圖11 電感L1的電流響應(yīng)

由圖11可知，通過電感L1的電流有較大的脈動(dòng)。但在0.6 s前，電流方向未改變。在之后由于給了-30 N·m的轉(zhuǎn)矩指令，發(fā)生再生制動(dòng)，能量從負(fù)載側(cè)回饋到電源側(cè)。因而流過電感的電流方向與之前相反，這也證明了雙向準(zhǔn)Z源逆變器能實(shí)現(xiàn)功率的雙向流動(dòng)。

圖12 電磁轉(zhuǎn)矩響應(yīng)

從圖12可看出，電機(jī)的轉(zhuǎn)矩輸出與指令一致。即初值為30 N·m，終值-30 N·m。在0.6 s時(shí)發(fā)生跳變，在0.3 s時(shí)因速度指令發(fā)生改變。因此，在此時(shí)刻轉(zhuǎn)矩也會(huì)發(fā)生突變。

電機(jī)實(shí)際轉(zhuǎn)速與估計(jì)轉(zhuǎn)速響應(yīng)，如圖13所示。

圖13 實(shí)際轉(zhuǎn)速與估計(jì)轉(zhuǎn)速響應(yīng)

從圖13中可看出，在剛開始電機(jī)轉(zhuǎn)速較低時(shí)，估計(jì)轉(zhuǎn)速未能準(zhǔn)確跟蹤實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速。即使在穩(wěn)定時(shí)，估計(jì)轉(zhuǎn)速與實(shí)際轉(zhuǎn)速仍有穩(wěn)態(tài)誤差。

4 加入模糊邏輯控制改善低速跟蹤控制

在我國大部分城市中，行車速度限制在70 km/h以下。在城鄉(xiāng)地區(qū)行車速度還會(huì)更低，加上交通擁堵等問題還會(huì)使電動(dòng)汽車頻繁啟動(dòng)，故對(duì)于電動(dòng)汽車在低速下運(yùn)行的精確控制提出了更高要求。雖采用精確的MRAS系統(tǒng)能獲得較準(zhǔn)確的速度估計(jì)，但電機(jī)在運(yùn)行過程中會(huì)因參數(shù)變化外界干擾使計(jì)量的精確度下降[16]。為解決這一問題，加入模糊控制器(FLC)進(jìn)行改善，使得即使是在低速時(shí)也能進(jìn)行較精確的轉(zhuǎn)速估計(jì)，進(jìn)而改善了低速控制性能。

4.1 FLC控制器結(jié)構(gòu)

當(dāng)使用模糊邏輯控制器時(shí)，不止一個(gè)輸入信號(hào)，通常的輸入信號(hào)分別是誤差和誤差變化率。當(dāng)輸入信號(hào)增加時(shí)，其規(guī)則成指數(shù)增加[17]，僅考慮兩個(gè)輸入時(shí)的情況。兩輸入一輸出的模糊邏輯控制器框圖，如14所示。

圖14 模糊控制器框圖

4.2 帶FLC的MRAS設(shè)計(jì)

本文采用Mamdani型FLC，兩個(gè)輸入信號(hào)分別是速度誤差信號(hào)和誤差變化率 和 。其的定義如下：每個(gè)變量有7個(gè)三角隸屬函數(shù)，使用的模糊集是NB、NM、ZE、PS、PM、PB，輸入輸出的論域?yàn)閇-0.1，0.1]。規(guī)則庫如表1示，使用Matlab的fuzzy-logic toolbox GUI進(jìn)行開發(fā)FLC。

表1 FLC規(guī)則庫

帶FLC的MRAS仿真模型，如圖15所示。

圖15 帶FLC的MRAS

4.3 改善前后對(duì)比

由圖16與圖17對(duì)比可以看出，當(dāng)加入FLC后在驅(qū)動(dòng)電機(jī)初始工作時(shí)，即使在較低的轉(zhuǎn)速時(shí)估測(cè)轉(zhuǎn)速依舊能較好的跟蹤實(shí)際轉(zhuǎn)速。而實(shí)際轉(zhuǎn)速與估測(cè)轉(zhuǎn)速幾乎能完美的跟蹤，兩者間的誤差也大幅減小。同時(shí)兩者有相互交疊部分，相對(duì)誤差僅在5‰以內(nèi)，明顯改善了低速控制精度，從而也提升了系統(tǒng)的整體控制性能。

圖16 未加模糊控制的轉(zhuǎn)速響應(yīng)

圖17 加入模糊控制后的轉(zhuǎn)速響應(yīng)

5 結(jié)束語

本文采用了基于準(zhǔn)雙向Z源逆變器(BQZSI)與模型參考自適應(yīng)(MRAS)，對(duì)電動(dòng)汽車驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)進(jìn)行設(shè)計(jì)與控制實(shí)現(xiàn)。從仿真結(jié)果可以看出，實(shí)現(xiàn)了驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的正常運(yùn)行。同時(shí)，還實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的能量雙向流動(dòng)。但考慮到該系統(tǒng)在低速或頻繁啟動(dòng)時(shí)，因估計(jì)速度不能完美跟蹤實(shí)際速度帶來控制性能不佳的問題，而采用模糊邏輯控制器對(duì)該系統(tǒng)進(jìn)行了改善。使之在較低的速度下，依然有較高的控制精度與性能。