，，，，

(武漢理工大學 a.能源與動力工程學院；b.國家水運安全工程技術研究中心，武漢 430063)

自主式水下航行器(AUV)、有纜遙控水下航行器(ROV )等水下航行器多采取蓄電池供電或電纜供電方式。一方面，這兩種供電方式或是限制了水下航行器的活動范圍，或是限制了水下航行器的工作時間；另一方面，這兩種供電方式都會增加水下航行器的維護成本，比如，有纜水下供電的水下航行器，電纜需要維護，蓄電池供電的水下航行器，需要打撈充電再行投放?；谝陨显?，國際學術界和工程界提出了水下無線供電方案[1]。目前，水下無線供電技術還處于起步發(fā)展階段，其研究多集中于感應耦合式方案，傳輸距離在1 cm以內，傳輸功率在千瓦級以下[2-3]，離實用化還有一定距離。為此，考慮采用磁耦合諧振式水下無線供電方案，保證較高的傳輸距離；采用雙E類功放電路，同時進行元器件參數(shù)優(yōu)化，提高水下無線供電裝置的無線電能輸出能力、輸出可靠性以及傳輸效率。

1 系統(tǒng)整體構成

水下無線供電裝置原理見圖1。

主要由雙E類功放電路和驅動電路組成的發(fā)射電路、耦合裝置、負載、MCU控制模塊組成。MCU控制模塊采用STM32F103芯片作為控制核心，同時產(chǎn)生兩路互補的脈沖信號，為驅動電路提供弱電脈沖信號。驅動電路采用MOSFET高速驅動光耦組成，將來自MCU控制模塊的弱電脈沖信號與MOSFET柵極進行電氣隔離，并以適當?shù)碾妷悍递敵觥０l(fā)射電路由雙E類功放電路及其驅動電路組成，雙E類功放電路作為高頻逆變電路，由直流電源供電，驅動電路發(fā)出脈沖信號驅動雙E類功放電路中的MOSFET開關管工作，產(chǎn)生高頻交流電。耦合裝置由接收線圈、發(fā)射線圈、諧振電容組成，發(fā)射電路發(fā)出的高頻交流電流過耦合裝置發(fā)射端，激發(fā)磁場，磁場能量再通過耦合裝置接收端接收，轉化為電能，對負載進行供電。如果負載是直流負載，則需要考慮添加快恢復二極管組成的快速整流濾波電路。高頻電流下使用普通二極管整流，會降低整流效率。

2 水下無線供電裝置模型分析

水下無線供電裝置采用磁耦合諧振式無線電能傳輸技術，其經(jīng)過簡化后的模型見圖2。

設諧振線圈間的互感為M，耦合系數(shù)為k。LT、LR、M、k之間的關系為

(1)

根據(jù)基爾霍夫定律，耦合裝置接收端、發(fā)射端的電壓向量方程可表示為

(2)

式中：IT、IR為流過發(fā)射線圈、接收線圈的電流大小；ω為高頻交流電源的角頻率。

當系統(tǒng)發(fā)生諧振時，式(2)中的電感、電容電壓數(shù)值相等，發(fā)射線圈、接收線圈電流IT、IR可表示為

(3)

由式(3)計算得到圖2中的RRequ為

(4)

3 硬件電路設計

電路設計原理見圖3。

驅動電路負責提供脈沖信號Vgs1、Vgs2，驅動MOSFET開關管，使雙E類功放電路正常工作。雙E類功放電路將直流電逆變成高頻交流電，激發(fā)電磁場，經(jīng)過由漆包線線圈和諧振電容組成的耦合裝置的電磁轉換，為負載提供電能，實現(xiàn)大功率水下無線供電。

3.1 雙E類功放電路

雙E類功放電路拓撲結構如圖3所示。S1～S4為MOSFET開關管;L1、L2為高頻扼流電感，C1、C2為旁路并聯(lián)電容;L3、C3共同起到濾波作用;Vgs1和Vgs2是互補的脈沖信號源。雙E類功放電路是一種推挽式E類功放電路。兩路并聯(lián)的MOSFET開關管共同承擔電路激發(fā)的交流電壓的峰峰值，交替為接收負載提供高頻電流，使其輸入功率提高3倍，同時每路并聯(lián)2個MOSFET開關管，以進一步提高輸出功率[4]。高頻扼流電感L1、L2電感值較大，可以認為其提供的是近似恒定的直流電流。

如圖4所示：Vgs1、Vgs2為驅動脈沖信號；Vds1、Vds2分別為MOSFET開關管兩路漏-源極電壓；VL為接收端負載電壓。雙E類功放電路工作可以看作兩個階段，第1支路MOSFET開關管S1、S2由開通轉向關斷，第2支路MOSFET開關管S3、S4由關斷轉向開通。當驅動脈沖信號的電壓大于MOSFET開關管的開啟電壓時，MOSFET開關管飽和導通，反之，MOSFET開關管截止。由于當MOSFET開關管飽和導通時，MOSFET開關管的飽和導通電阻較小，漏-源極電壓極小，而漏極電流有先上升后下降的過程，截止時，漏極電流為零。漏-源極電壓視負載而定，漏-源極電壓和漏極電流交錯出現(xiàn)，開關管功耗損失不大，因而理性的雙E類功放電路效率接近100%。

由以上分析可知，理性的雙E類功放電路工作需要滿足：MOSFET開關管完全關斷后，其漏-源極電壓才開始變化，MOSFET開關管導通瞬間，其漏-源極電壓為零，且其變化率為零，漏-源極電壓ZVS和ZDS導通。

雙E類功放電路需要設計合適的參數(shù)，才能達到良好工作狀態(tài)。根據(jù)文獻[5]，需要先選定負載支路的負載品質因數(shù)QL,QL一般取值在5～20之間。取值過小，會增大電路損耗，取值過大，會影響電路功率輸出。QL的定義為

QL=ωL/R

(5)

由此可以得到濾波電感L3值，其中R=RRequ。

L3=QLR/ω

(6)

根據(jù)Raab條件[6]，雙E類功放電路工作在最佳狀態(tài)時，負載網(wǎng)絡阻抗角θ=49.052°，可得到阻抗關系，同時由式(7)可得濾波電容C3。

(7)

C3=1/ω(ωL3-Rtanθ)

(8)

為確保滿足MOSFET開關管實現(xiàn)ZVS、ZDS軟開關運行條件，并聯(lián)旁路電容C1、C2的電容值如果選值較小，MOSFET開關管的漏源極峰值電壓增加，會對MOSFET開關管產(chǎn)生較大的電壓應力；反之，如果選值過大，會影響水下無線供電裝置的功率輸出，其數(shù)值可運用下式進行計算。

C1=C2=4/[(1+π2/4)πωR]-2×Coss(9)

式中：Coss為MOSFET開關管的寄生輸出電容。

高頻扼流電感L1、L2使得輸入電流近似于直流，理論上其數(shù)值越大越好，實際上其數(shù)值一般滿足下式即可。

L1=L2≥10/ω2C1

(10)

3.2 驅動電路設計

MCU控制模塊的GPIO口輸出脈沖方波信號不能直接和MOSFET開關管相連柵極相連，需要進行弱電和強電的電氣隔離。常用PC817、TLP521等線性光耦進行電氣隔離，但是線性光耦傳輸速度較慢，延遲較高。當輸入信號頻率較高時，輸出信號會發(fā)生畸變，影響系統(tǒng)精度。高頻MOSFET驅動需要選用專用的MOSFET高速驅動光耦，如6N137、HCPL-3 120等。

雙E類功放電路中MOSFET開關管的驅動電路見圖5。芯片6N137為MOSFET高速驅動光耦，隔離電壓可達2 500 V，轉換速率高達10 Mbit/s。MCU控制模塊的GPIO口輸出脈沖方波信號后，經(jīng)電阻R1輸入到MOSFET驅動光耦芯片6N137的2腳上，6腳輸出。經(jīng)柵極電阻R2與MOSFET開關管相連柵極。電阻R3主要是為MOSFET開關管靜電釋放提供通道，穩(wěn)壓二極管D2可將驅動電壓限制在20 V以內。

3.3 耦合裝置設計

耦合裝置依據(jù)線圈和諧振電容的連接方式，共有4種類型，即串-串式、串-并式、并-并式、并-串式。水下無線供電裝置的耦合裝置采用串-串式，其效率相對較高，對元器件耐壓值要求也相對較低[7]。如圖2所示，耦合裝置由發(fā)射線圈LT、接收線圈LR及其附屬的諧振電容CT、CR組成，其數(shù)值關系滿足關系式(11)。諧振電容CT、CR一般選用耐壓值較高的CBB電容、云母電容或瓷片電容，其中云母電容高頻特性較好[8]。依據(jù)文獻[9],耦合裝置線圈周圍需要使用環(huán)氧樹脂，以減少水下無線供電裝置在海水中工作時的能量損失。

LTCT=LRCR=1/ω2

(11)

其中諧振線圈LT、LR采用漆包線纏繞的空間螺旋式結構，其自感為[10]

(12)

在LT、LR參數(shù)相近的情況下，互感M為

(13)

式中：N表示諧振線圈匝數(shù)，r代表諧振線圈半徑，a代表諧振線圈導線半徑，D代表兩諧振線圈間的距離，μ0為真空磁導率。

考慮到集膚效應，其線圈材料Q值并非越高越好。

4 仿真分析

在Multisim中建立仿真模型，見圖2?；鶞蕝?shù)：雙E類功放電路輸入電壓為120 V，MOSFET開關管開關頻率f=1 MHz，占空比D=0.5，雙E類功放電路工作ZVS和ZDS條件下的電阻RRequ=10 Ω，負載支路的品質因數(shù)QL=6。結合相關公式，先確定發(fā)射線圈、接收線圈的設計參數(shù)，驗證線圈電感參數(shù)的可行性，再計算仿真模型參數(shù)，驗證水下無線供電裝置的可行性。相關結果見表1和表2。其中MOSFET開關管選用Infineon公司出品的IPW90R340C3大容量MOSFE開關管，其漏源極擊穿電壓為900 V，導通電阻為0.34 Ω，最大連續(xù)漏極電流為15 A(25 ℃下)，最大耗散功率為208 W。

表1 發(fā)射線圈、接收線圈設計參數(shù)

表2 仿真模型參數(shù)

第1支路驅動信號Vgs1及其MOSFET開關管S1漏源極電壓Vds1、第2支路驅動信號Vgs2及其MOSFET開關管S3漏源極電壓Vds3如圖6所示。

從圖6可看出，MOSFET開關管開通之前，S1、S3漏源極電壓Vds1、Vds3已經(jīng)降為零,由于并聯(lián)輸出S2、S4與之相同，表明該條件下，水下無線供電裝置中的雙E類功放電路已經(jīng)實現(xiàn)軟開關，電路損耗降低，有助于提高無線電能傳輸效率。

通過使用Multisim自帶的功率計測量，得到其輸入功率為1.64 kW，輸出功率為1.55 kW，效率為94.5%。經(jīng)示波器測量，發(fā)射線圈的諧振電容CT電壓峰值約為3 500 V，接收線圈的諧振電容CR電壓峰值約為583 V，濾波電容C3的電壓峰值為588 V，旁路電容C1、C2電壓峰值約為457 V，實際設計中水下無線供電裝置應使用耐壓值為35 kV的瓷片電容。經(jīng)電流電壓探針測量，電路干路電流約為13.6 A，實際設計中高頻電感線圈應該使用最大電流值為20 A的高導錳鋅磁環(huán)線圈。

計算和仿真比較表明，選用不同的MOSFET開關管，由于其參數(shù)特性不一樣，水下無線供電裝置的電路輸出功率等參數(shù)也會不一樣，但一般而言，要優(yōu)先選用高耐壓、漏極連續(xù)電流允許值較大、寄生輸出電容較小的MOSFET開關管。另外，由于不同電路參數(shù)下，MOSFET開關管的寄生輸出電容不一樣，旁路電容的取值需要進行調整。旁路電容在一定范圍內取值減小，電路輸入輸出功率、傳輸效率均上升，但MOSFET開關管漏源極電壓會升高。當旁路電容取值過小時，不能實現(xiàn)MOSFET開關管ZVS、ZDS軟開關導通，也可能會擊穿MOSFET開關管；旁路電容取值過大，旁路電容不能完全釋放電荷，電路損耗增加，MOSFET開關管漏源極電壓峰值和有效值減小，電路輸入輸出功率、傳輸效率都會下降。

5 結論

該水下無線供電裝置，可有效解決水下航行器等海洋機電設備傳統(tǒng)濕拔插接口供電成本昂貴、可靠性差以及活動距離受限等問題，可為海洋機電設備提供充裕的無線供電距離和較大的傳輸功率。

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