李成祥 ，夏 麒 ，2，朱天宇 ，趙仲勇 ，姚陳果 ，米 彥

（1.重慶大學 輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術國家重點實驗室，重慶 400044；2.四川電力設計咨詢有限責任公司，四川 成都 610041）

0 引言

電力變壓器承載著電力變換的重要功能，是電廠/變電站內的核心設備，其安全可靠的運行是電力系統(tǒng)能夠持續(xù)、穩(wěn)定供電的前提。事實上，變壓器在實際運行中不可避免地出現各種故障，而在這些可能出現的故障中，繞組變形尤為常見。變壓器在運輸、運行、地震中都有可能發(fā)生繞組輕微變形，且變形存在一定的累積效應。隨著繞組變形程度的不斷加劇，極有可能造成變壓器的損毀和電網停電，進而帶來不可估量的直接和間接損失［1-3］。因此，對變壓器繞組運行狀態(tài)進行及時有效的檢測，并對可能發(fā)生的故障進行及時的預警是保證變壓器安全運行的有效措施。

為此，國內外學者和技術人員對變壓器繞組變形的檢測方法不斷地進行探索并積極推廣。目前可用于檢測的各種方法中，頻率響應法因具有快速、有效、無損的優(yōu)點而得到了廣泛的應用。頻率響應法按注入信號類型的不同可分為正弦頻率響應SFRA（Sweep Frequency Response Analysis）法和脈沖頻率響應 IFRA（Impulse Frequency Response Analysis）法2種［4］。其中，SFRA法相對應用較多，已形成了中國電力行業(yè)標準和IEC標準，且已擁有成熟的商用設備［5-6］。SFRA法的原理是在頻域下直接測量激勵和響應信號，并據此繪制相應的頻率響應曲線繼而評估繞組運行狀態(tài)。該方法可有效避免外界干擾和系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，然而目前仍多應用于離線檢測，難以滿足新近所提出的變壓器繞組帶電檢測和狀態(tài)評估的要求。

IFRA法實際上是在SFRA法的基礎上發(fā)展而來，現已被嘗試用于帶電檢測。與SFRA法相比，IFRA法所施加的激勵信號有所不同，該方法多利用電力系統(tǒng)中所產生的過電壓信號或者外部注入脈沖信號替代SFRA法所采用的正弦信號；與SFRA法相同的是，IFRA法同樣需要測量激勵信號及響應信號，并繪制頻率響應曲線，進而對變壓器繞組運行狀態(tài)進行評估。文獻［7］利用系統(tǒng)中存在的過電壓信號，文獻［8］則通過套管末屏抽頭向變壓器繞組中注入外加脈沖信號，然而這2種信號注入均存在激勵不可控、需改變系統(tǒng)原始接線的缺點。為此，姚陳果和張重遠等人利用電容性耦合傳感器CCS（Capacitive Couple Sensor）向變壓器注入脈沖信號實現了IFRA法的帶電應用［9-10］，該方法確保了注入信號的可控，同時也避免改變系統(tǒng)的原始接線，已展現出較為廣闊的應用前景。然而，欲將該方法成功推廣至現場應用，亟需研制出一套可穩(wěn)定輸出不同幅值、不同脈寬、不同重復頻率的脈沖信號發(fā)生器，以及能夠完整采集激勵信號和響應信號的一體化設備［11-12］。

為此，本文基于IFRA法研制一套可用于變壓器繞組運行狀態(tài)帶電檢測的便攜式檢測儀（下文簡稱便攜式檢測儀），為實現IFRA法的推廣應用奠定物質基礎。

1 IFRA法

如前文所述，IFRA法與SFRA法原理一致，僅是改變了激勵信號的形式，即將注入的激勵信號從電壓幅值相對較低的正弦信號替換為幅值相對較高的脈沖信號。在該方法中，變壓器繞組在高頻條件下可看作由電感、電容、電阻組成的一個二端口網絡［13-16］。對于一個確定的變壓器，其內部的元件參數將決定傳遞函數的極點、零點分布。當變壓器繞組發(fā)生機械變形后，變壓器內部電容、電感參數的變化將造成傳遞函數改變，進而導致繪制出的頻率響應曲線發(fā)生變化。

IFRA法對帶電變壓器首端施加脈沖激勵信號，在末端測量經過變壓器繞組傳播后的響應信號，通過式（1）—（3）進行快速傅里葉變換，構建變壓器繞組的頻率響應曲線。通過對比被測繞組頻率響應曲線與參考頻率響應曲線，可對繞組運行狀態(tài)進行評估。

其中，n 取 0、1、…、N-1，0≤k≤N-1，N 為信號的采樣點數；Ui（n）為時域激勵信號；Ui（k）為 Ui（n）的快速傅里葉變換；Uo（n）為時域響應信號；Uo（k）為Uo（n）的快速傅里葉變換；H（f）為計算出的變壓器繞組頻率響應曲線。

基于CCS的IFRA法的接線方式如圖1所示。用于檢測的設備包括了CCS、信號注入保護電路、電容分壓器、信號檢測終端。進行檢測時，需在信號檢測終端連接脈沖信號發(fā)生器和數字信號示波器，實現脈沖信號注入以及脈沖信號和響應信號的采集。

圖1 IFRA法接線圖Fig.1 Wiring diagram of impulse frequency response method

2 硬件設計

根據IFRA法檢測變壓器繞組變形的原理及設備要求，本文設計的便攜式檢測儀結構框圖如圖2所示，其主要包括硬件和軟件2個部分：硬件部分主要包括全固態(tài)Marx納秒脈沖發(fā)生器（下文簡稱全固態(tài)Marx發(fā)生器）模塊、數據采集模塊和現場可編程門陣列（FPGA）控制模塊；軟件部分包括指令控制模塊和數據處理模塊。

圖2 研制的檢測儀結構框圖Fig.2 Structure diagram of developed detecting instrument

2.1 全固態(tài)Marx發(fā)生器模塊設計

本文的Marx發(fā)生器采用全固態(tài)形式［17-19］。圖3為二級全固態(tài)Marx發(fā)生器原理圖。全固態(tài)Marx發(fā)生器主要包括 MOSFET（VT1、VT2）、二極管（VD1—VD4）、儲能電容（C1、C2）、電阻（RC、RL）等，其工作原理是對電容進行并聯充電、串聯放電，即在充電過程中關斷MOSFET，放電過程中開通MOSFET，從而在負載上得到幅值高于充電電壓的高壓脈沖信號，進而通過改變MOSFET的開斷參數在負載上獲得脈寬可調、重復頻率可控的高壓納秒脈沖信號。

圖3 全固態(tài)Marx發(fā)生器原理Fig.3 Principle of all solid-state Marx generator

2.1.1 主電路參數要求

綜合考慮 GTO、IGBT、MOSFET這幾種常用的固態(tài)開關，本文選擇MOSFET作為裝置的固態(tài)開關。MOSFET的參數和特性對產生的脈沖信號幅值、上升時間和下降時間等技術參數都會產生決定性影響。全固態(tài)Marx發(fā)生器中儲能電容的選取應主要考慮耐壓值和電容量這2個參數：耐壓值應大于每級MOSFET選取的工作電壓；電容量的選取應主要由放電時間常數決定［20］。快恢復二極管的選取考慮反向擊穿電壓和正向導通電流為主要決定參數：最大反向擊穿電壓應大于儲能電容器存儲電壓最大值；最大正向導通電流應大于最大充電電流。本文研制的便攜式檢測儀的所有硬件均為電腦程序控制，因此選取的高壓直流電源應該可以通過單片機控制其輸出電壓值以及電流值，且應具有短路、過載自動保護功能。

2.1.2 驅動電路設計

FPGA控制模塊產生的2路同步觸發(fā)信號需經過驅動電路后才能控制MOSFET的通斷。本文研制的便攜式檢測儀選擇專用驅動芯片設計驅動電路，其具有寬電壓輸出、低輸出阻抗和支持TTL/CMOS電平輸入等優(yōu)點。

通過電平轉換電路將FPGA控制模塊產生的電壓幅值為3.3 V的觸發(fā)脈沖信號轉成幅值為5 V的觸發(fā)脈沖信號。然后通過光纖驅動器和光纖發(fā)射器將各路控制信號轉換為光信號，并通過光纖傳輸到各級驅動電路板上的光纖接收器，將光信號轉換成電信號，從而控制MOSFET的通斷。控制流程圖如圖4所示。

圖4 控制信號流程圖Fig.4 Flowchart of control signal

采用光信號傳輸控制信號，可實現高低壓電路間的隔離，增強了信號抗干擾能力。選擇的光纖發(fā)射器和光纖接收器應具有足夠的帶寬，保證觸發(fā)脈沖信號不失真。另外，為減少外部供電電源對驅動信號的干擾，驅動芯片和光纖接收器均采用DC-DC模塊隔離后供電。

2.2 數據采集與FPGA控制模塊設計

所設計的AD采集電路需同時采集全固態(tài)Marx電路產生的高壓脈沖信號及經過繞組傳播后的低壓響應信號；另外，還需要選用合適的邏輯硬件產生不同模塊所需的命令信號。因此，本文選擇FPGA作為邏輯硬件核心，實現便攜式檢測儀硬件的智能控制。

2.2.1 數據采集模塊設計

模擬信號調理電路是被采樣信號的輸入通道，在保證被測信號不失真的前提下，對信號進行放大、衰減、濾波和電氣隔離等處理。AD數據采集芯片決定數據采集系統(tǒng)的精度和分辨率，所以相關器件選取尤為重要。為盡可能減小AD轉換誤差，本文選取12位數據采集芯片?？紤]到信號最大分析頻段范圍為10 MHz，且AD數據采集芯片為雙通道同時采集，按4倍于信號采樣頻率選取采樣芯片，因此選用的AD數據采集芯片的采樣率為80 MS/s。此外，AD數據采集芯片的輸入與輸出信號應均為差分信號，這樣能夠較好地抑制共模噪聲和外部電磁干擾，提高采樣準確性。

2.2.2 FPGA控制模塊設計

本文采用FPGA為邏輯硬件核心，并通過良好的人機交互界面來實現整個便攜式檢測儀的智能調控。便攜式檢測儀通過硬件語言（HDL）對FPGA的工作方式進行編寫［21-24］。FPGA控制模塊包括了同步脈沖觸發(fā)電路、高壓直流電源控制電路、AD同步采集控制電路和FPGA控制保護電路。FPGA的使用提高了整個便攜式檢測儀的可靠性并極大地簡化了硬件電路，有效減小了裝置體積。

3 軟件設計

本文設計了相應的人機交互界面實現對便攜式檢測儀硬件的智能控制。本文選擇Visual C++作為編程語言［25］，軟件設計采取模塊化設計，按功能需求分為控制采集模塊、信號分析模塊和結果判定模塊3個模塊，各模塊間相互獨立，功能互不影響。軟件操作流程圖如圖5所示。

圖5 軟件操作流程圖Fig.5 Figure of software operation

4 便攜式檢測儀性能測試

為驗證便攜式檢測儀的性能，對一臺10kV/380V三相變壓器進行離線試驗、電容耦合試驗和帶電試驗，并分別獲取相應的頻響曲線。為測試便攜式檢測儀的采集性能，在使用便攜式檢測儀采集激勵信號和響應信號的同時，使用示波器同步采集激勵信號和響應信號。示波器型號為Tektronix公司的MDO3024，帶寬為 200 MHz，采樣率為 2.5 GS/s。高壓探頭型號為Tektronix公司的P5100，帶寬為250 MHz，衰減 100 倍。

4.1 離線試驗

為便于與目前廣泛使用的變壓器繞組變形分析儀進行對比，本文首先利用帶電檢測儀開展變壓器的離線試驗，接線方式參照標準DL/T 911—2004。離線試驗對象為被試三相試驗變壓器的低壓相健康繞組。離線試驗設備接線方式如圖6所示。通過便攜式檢測儀和數字示波器采集輸出的脈沖電壓信號及響應電流信號，并繪制相應的頻率響應曲線。同時，在離線狀態(tài)下使用了型號為TDT-6U的變壓器繞組掃頻測試儀（下文簡稱掃頻儀）對相同狀態(tài)的變壓器進行試驗。

離線試驗中，筆者向變壓器中注入幅值為60 V、脈寬為400 ns的脈沖信號，向掃頻儀注入峰峰值為10 V的正弦信號。圖7為離線試驗結果，表1為頻率響應曲線諧振點頻率及增益大小。

圖6 離線試驗接線圖Fig.6 Wiring diagram of off-line test

圖7 離線試驗結果Fig.7 Results of off-line test

表1 頻率響應曲線諧振點頻率和增益差異的對比Table 1 Comparison of frequency and gain at resonance point of frequency response curve

由圖7的離線試驗結果可看出：便攜式檢測儀采集到的時域信號與示波器采集到的時域信號吻合度較高，說明其采集性能較好，可用于檢測時的數據采集；然而，從頻率響應曲線中可發(fā)現，掃頻儀的頻率響應結果與便攜式檢測儀、示波器的頻率響應結果存在一個穩(wěn)定的增益差距，而便攜式檢測儀與示波器的頻率響應結果吻合度較高，基本重合。造成此種結果的原因是，掃頻儀檢測時采集的頻率響應信號是50 Ω采樣電阻上的電壓信號，而檢測儀和示波器采集的頻率響應信號為電流信號，根據式（3）可知，由于頻率響應信號采集對象不同造成的增益采集差距應為 33.9794 dB［5］。根據文獻［26］所述，應用頻率響應法檢測變壓器繞組運行狀態(tài)時，引線的接線方式及引線長度將對頻率響應曲線的高頻段造成影響。而本文的離線試驗中，掃頻儀與便攜式檢測儀的接線方式和引線長度有所差別。因此，表1及圖7中存在的頻率響應曲線諧振點位置、增益改變、曲線平移處于合理范圍之內。此外，因為便攜式檢測儀和示波器的試驗電路幾乎完全一致，兩者獲得的結果差距應較小，而表1中的數據則說明了這一點，這說明便攜式檢測儀的性能達到了離線試驗的要求。

4.2 電容耦合試驗

實際上，如前文所述，IFRA法是通過電容耦合原理將高壓脈沖電壓信號經過CCS耦合至套管導桿，實現脈沖信號的注入。為模擬實際應用中的CCS耦合注入，本文設計了電容耦合試驗，利用外置電容替代CCS，模擬IFRA法信號耦合過程，驗證便攜式檢測儀的性能。電容耦合試驗對象仍選用10 kV/380 V試驗變壓器，試驗接線圖如圖8所示。進行電容耦合試驗時，向變壓器低壓側繞組中注入幅值為200 V、脈寬為400 ns的脈沖信號，對比了便攜式檢測儀和示波器采集的頻率響應曲線差異，結果見圖9。

圖8 電容耦合試驗接線圖Fig.8 Wiring diagram of capacitance coupling test

圖9 電容耦合試驗結果Fig.9 Results of capacitance coupling test

分析圖9（a）、（b）可知，便攜式檢測儀與示波器的采集數據基本一致，這說明便攜式檢測儀的采集性能達到了采集要求。由圖9（c）可見，便攜式檢測儀和示波器的頻率響應曲線在中高頻段（200～1000 kHz）的吻合度較好，諧振點位置、增益一致，而在低頻段（10～200 kHz）的差異很大。這是因為在低頻段，較小的頻率響應信號被試驗環(huán)境中存在的干擾信號及測量設備本身的干擾信號淹沒，因此低頻段頻率響應曲線無法有效反映變壓器繞組特性。

進一步分析低頻段頻率響應數據所存在的干擾是否會對IFRA法的現場應用帶來影響。根據文獻［27］，在線IFRA法得到的頻率響應曲線中，低頻段曲線僅反映高壓套管的容性特性，而對于變壓器繞組中存在的故障多是通過頻率響應曲線中高頻段諧振點位置的變化體現。因此，盡管低頻段的頻率響應曲線一定程度上受噪聲的影響，但只要保證中高頻段頻率響應曲線的可靠性和準確性，測量結果依然可以用于變壓器繞組變形評估。

4.3 帶電試驗

離線試驗和電容耦合試驗的結果初步驗證了帶電檢測儀的工作性能，而該便攜式檢測儀最終是應用于變壓器的帶電情況下，為此，本文開展了帶電試驗，試驗接線圖與實際應用完全一致，如圖10所示。帶電試驗利用CCS將高壓脈沖信號耦合進套管導桿，低壓側套管接750 μF的電容模擬負載，試驗過程中變壓器接入線電壓為380 V的三相電壓。

向變壓器低壓側套管注入幅值為800 V、脈寬為400 ns的脈沖信號，并通過便攜式檢測儀采集了激勵信號及響應信號，得到的頻率響應曲線見圖11。

圖10 帶電試驗接線圖Fig.10 Wiring diagram of live test

圖11 帶電試驗結果Fig.11 Results of live test

對變壓器繞組運行狀態(tài)進行分析，需要分析對比不同時間下的頻率響應曲線，為此需對在運變壓器進行長期的數據采集，在此基礎上進行判定。試驗所用變壓器為健康變壓器，且為首次進行帶電試驗操作，數據較少，暫無法對試驗結果進行進一步分析。但本文的帶電試驗接線方式與現場應用時完全一致，試驗中便攜式檢測儀能夠得到相應的頻率響應曲線，這說明便攜式檢測儀可以用于變壓器繞組變形的帶電檢測。

5 結論與展望

本文基于IFRA法設計了一套可用于變壓器繞組運行狀態(tài)帶電檢測的便攜式檢測儀。通過離線試驗、電容耦合試驗和帶電試驗，證明該便攜式檢測儀功能模塊運行穩(wěn)定，能夠輸出預期的高壓脈沖信號，并較為精確地采集高壓脈沖及響應信號；此外，3項試驗的結果均說明該便攜式檢測儀的工作性能達到了預期要求，可用于變壓器繞組變形的帶電檢測。

下一步的研究工作是在變壓器帶電運行條件下，長時間地監(jiān)測變壓器繞組運行狀態(tài)，采集運行數據，分析其頻率響應曲線的發(fā)展趨勢，對變壓器運行狀態(tài)進行判定。

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