劉 斌，宋紹劍 ，賀德強(qiáng)，林小峰

（1.廣西大學(xué) 電氣工程學(xué)院，廣西 南寧 530004；2.廣西大學(xué) 機(jī)械工程學(xué)院，廣西 南寧 530004）

0 引言

電動(dòng)汽車EV（Electric Vehicles）被公認(rèn)為是解決全球能源緊缺和環(huán)境污染問題的有效途徑［1］，且日益受到人們的關(guān)注，各國也采取了積極的政策措施來鼓勵(lì)電動(dòng)汽車的發(fā)展［2］?，F(xiàn)有研究主要針對(duì)電動(dòng)汽車向電網(wǎng)提供輔助服務(wù)的車網(wǎng)互聯(lián)V2G（Vehicle to Grid）技術(shù)，使得電動(dòng)汽車對(duì)電網(wǎng)既可以起到移峰填谷、改善電力負(fù)荷曲線的作用，又能降低電網(wǎng)備用發(fā)電容量需求［3-4］，支撐電網(wǎng)并提高電網(wǎng)系統(tǒng)穩(wěn)定性，成為智能電網(wǎng)技術(shù)的重要組成部分。

V2G系統(tǒng)需要電動(dòng)汽車動(dòng)力蓄電池系統(tǒng)與電網(wǎng)之間進(jìn)行雙向能量交互［5］。文獻(xiàn)［6］針對(duì)三相系統(tǒng)方案，提出一種基于AC/DC矩陣變換器的V2G系統(tǒng)。文獻(xiàn)［7-10］提出三相三電平或新型集成型的AC/DC與DC/DC拓?fù)?，改善了V2G系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，提高了V2G系統(tǒng)的效率，并降低了注入電網(wǎng)的電流諧波。而隨著電動(dòng)汽車的日益普及，電動(dòng)汽車走入千家萬戶，V2G技術(shù)面向的對(duì)象更多為戶用單相公用電網(wǎng)。從系統(tǒng)角度出發(fā)，文獻(xiàn)［11］研究表明車載V2G裝置面向的家用單相電網(wǎng)處于城市電力系統(tǒng)的末端，接入點(diǎn)電網(wǎng)較弱，單相V2G系統(tǒng)可能會(huì)運(yùn)行在諧波污染的非理想電網(wǎng)條件下。

為了使單相V2G系統(tǒng)能適應(yīng)城市電網(wǎng)末端、單相電網(wǎng)電壓畸變的弱電網(wǎng)環(huán)境，并實(shí)現(xiàn)對(duì)單相電網(wǎng)的功率支撐與調(diào)節(jié)，本文研究諧波背景下單相V2G系統(tǒng)的直接功率控制策略。V2G系統(tǒng)對(duì)電網(wǎng)提供的輔助服務(wù)即瞬時(shí)有功支撐和動(dòng)態(tài)無功補(bǔ)償，主要是通過對(duì)其進(jìn)行有功與無功的調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)，相比于間接功率控制，直接功率控制策略具有實(shí)現(xiàn)簡單、響應(yīng)速度快等優(yōu)點(diǎn)［12］，更適用于V2G系統(tǒng)的功率調(diào)節(jié)控制。

本文首先針對(duì)單相系統(tǒng)引入功率復(fù)矢量的概念，基于瞬時(shí)無功功率理論，建立了單相V2G系統(tǒng)的復(fù)功率直接功率控制模型；然后討論了2個(gè)獨(dú)立控制目標(biāo)（即有功功率與無功功率的平穩(wěn)輸出與并網(wǎng)電流的諧波抑制）實(shí)現(xiàn)時(shí)的直接功率控制復(fù)數(shù)控制器的設(shè)計(jì)方法；最后通過建立仿真模型與搭建的3.5 kV·A的功率樣機(jī)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，利用仿真和實(shí)驗(yàn)手段對(duì)所提控制策略進(jìn)行驗(yàn)證。

1 單相V2G系統(tǒng)模型

1.1 單相V2G系統(tǒng)工作原理

圖1 V2G系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與復(fù)功率矢量圓Fig.1 Diagram of V2G system and complex power vector

圖1（a）為單相雙向能源系統(tǒng)框圖。V2G系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)分層管理與控制，能量管理與監(jiān)控平臺(tái)對(duì)電網(wǎng)狀態(tài)與電動(dòng)汽車蓄電池荷電狀態(tài)SOC（State Of Charge）進(jìn)行檢測并實(shí)現(xiàn)統(tǒng)一調(diào)度管理，即依據(jù)電動(dòng)汽車充換電需求、電網(wǎng)狀態(tài)、實(shí)時(shí)電價(jià)等因素對(duì)V2G換流系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)時(shí)調(diào)度與控制，實(shí)現(xiàn)單相公用電網(wǎng)內(nèi)m個(gè)V2G系統(tǒng)的并聯(lián)經(jīng)濟(jì)運(yùn)行。按照能量管理與監(jiān)控平臺(tái)的統(tǒng)一有功與無功功率調(diào)度，各單相V2G子系統(tǒng)的有功功率指令值Prefi與無功功率指令值Qrefi可依據(jù)SOC按下式進(jìn)行分配：

其中，Prefi、Qrefi分別為第i個(gè)V2G子系統(tǒng)有功與無功功率的指令值；Pl、Ql分別為有功與無功功率的反饋值；SOCi為第i個(gè)V2G子系統(tǒng)蓄電池的SOC值；Sa為各V2G子系統(tǒng)輸出的平均視在功率。

V2G雙向能量變換系統(tǒng)可運(yùn)行于整流工況與V2G工況，實(shí)現(xiàn)與電網(wǎng)的靈活互動(dòng)。整流工況下，單相電網(wǎng)向蓄電池充電時(shí)，由網(wǎng)側(cè)濾波電感Lg與功率管VT1—VT4組成的H4逆變橋工作于PWM整流工況，將電網(wǎng)電壓進(jìn)行AC/DC變換，輸出直流電壓udc，再經(jīng)由充放電濾波電感Lb與功率管VTH、VTL組成的雙向半橋Buck-Boost DC/DC電路降壓變換為蓄電池充電，蓄電池電壓為ub，此時(shí)ib＜0。V2G工況下，放電電流為ib＞0，經(jīng)過雙向半橋Buck-Boost DC/DC，將蓄電池電壓升壓到udc，再經(jīng)后級(jí)H4橋式PWM逆變橋逆變并網(wǎng)至公用單相電網(wǎng)。

圖1（b）所示為系統(tǒng)的復(fù)功率矢量圓，以有功分量為實(shí)軸、無功分量為虛軸時(shí)，系統(tǒng)復(fù)功率S=P+jQ在功率圓上。當(dāng)雙向系統(tǒng)工作于V2G工況時(shí)，按照?qǐng)D1（a）所規(guī)定的電壓、電流方向，復(fù)功率位于功率矢量圓的左半部分，即Ⅱ、Ⅲ象限。

1.2 諧波條件下單相V2G系統(tǒng)瞬時(shí)復(fù)功率

設(shè)戶用單相電網(wǎng)電壓為ug，V2G系統(tǒng)并網(wǎng)電流為ig：

其中，Um、Im分別為并網(wǎng)電壓與電流的幅值；ω為電網(wǎng)角頻率；φ為并網(wǎng)電流滯后于電網(wǎng)電壓的相角，φ＞0時(shí)V2G系統(tǒng)向電網(wǎng)注入滯后的無功功率，φ＜0時(shí)V2G系統(tǒng)向電網(wǎng)注入超前的無功功率。當(dāng)電網(wǎng)電壓為理想電壓源時(shí)，可根據(jù)瞬時(shí)功率理論得到αβ坐標(biāo)系下的瞬時(shí)有功功率p和無功功率q為：

寫成復(fù)功率形式為：

由式（4）可推導(dǎo)得：

其中，p*和q*分別為V2G系統(tǒng)輸出有功和無功功率指令值；M為功率矢量p+jq到電網(wǎng)電流矢量iα+jiβ的轉(zhuǎn)換矩陣，它將功率矢量轉(zhuǎn)換為電流矢量。

當(dāng)單相電網(wǎng)為非理想電源時(shí)，考慮到3、5、7、…等奇數(shù)次諧波電壓在電網(wǎng)中含量較大，本文研究含3、5、7、…等奇數(shù)次諧波電壓下的V2G直接功率控制技術(shù)。含有典型的3、5、7、…次諧波時(shí)的電壓表達(dá)式為：

有功與無功功率的指令值p*和q*為直流量，而也為直流量，由式（8）、（10）可知，諧波電壓背景下，V2G系統(tǒng)的輸出電流也含有與電網(wǎng)電壓相同次的諧波分量，可表示為：

其中，φ1為基波電流滯后電壓的相角。當(dāng)單相電網(wǎng)電壓與電流都含有諧波時(shí)，由式（5）可以計(jì)算得到瞬時(shí)有功與無功功率（見附錄）。

由附錄式（A3）與（A4）可推導(dǎo)得到，當(dāng)電壓、電流含n次諧波時(shí)，其功率除直流分量外還含n-1次諧波分量。當(dāng)進(jìn)行直接功率控制時(shí)，若需對(duì)功率進(jìn)行無靜差控制，則需要對(duì)功率諧波分量進(jìn)行濾除。

1.3 正交信號(hào)生成與背景諧波下單相鎖相環(huán)

對(duì)于單相V2G系統(tǒng)，如何基于單相輸入的電壓或電流矢量，得到與之正交的信號(hào)，構(gòu)造αβ靜止坐標(biāo)系，是實(shí)現(xiàn)單相鎖相環(huán)PLL（Phase-Locked Loop）相位檢測與單相瞬時(shí)功率計(jì)算并進(jìn)行直接功率控制的基礎(chǔ)。本文采用如圖2所示的二階廣義積分（SOGI）實(shí)現(xiàn)正交信號(hào)生成，uα、uβ相對(duì)于電網(wǎng)電壓 ug的傳遞函數(shù)表達(dá)式為（調(diào)諧頻率在此選擇為電網(wǎng)角頻率ω）：

圖2 SOGI正交信號(hào)生成器結(jié)構(gòu)Fig.2 Diagram of SOGI orthogonal signal generator

其中，k為性能參數(shù)，改變k值，可改變帶通濾波選擇性及響應(yīng)特性［13］。在SOGI數(shù)字化實(shí)現(xiàn)過程，本文采取δ算子進(jìn)行離散化方法，以避免數(shù)字化過程中量化誤差和極限環(huán)振蕩等數(shù)值不穩(wěn)定問題和引入非最小相位零點(diǎn)使離散化后的系統(tǒng)穩(wěn)定性變差的問題［13］。

為實(shí)現(xiàn)諧波電網(wǎng)電壓下V2G系統(tǒng)對(duì)電網(wǎng)進(jìn)行有效的主動(dòng)配網(wǎng)控制策略，首先必須對(duì)電網(wǎng)基波電壓的頻率和相位進(jìn)行準(zhǔn)確的跟蹤與檢測。本文采用文獻(xiàn)［14］所述基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的單相鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)，同時(shí)采用2次與4次陷波器以濾除電網(wǎng)電壓中的主要的3、5次諧波分量，實(shí)現(xiàn)對(duì)基頻信號(hào)的精確檢測［15-16］。圖3為諧波電網(wǎng)電壓下所采用的鎖相環(huán)的原理框圖。

圖3 諧波電網(wǎng)電壓下單相PLL原理圖Fig.3 Single-phase PLL scheme under harmonic grid voltage

2 基于復(fù)矢量的直接功率控制

2.1 單相V2G系統(tǒng)復(fù)矢量直接功率控制模型

學(xué)者J.Holtz于1995年首先提出用復(fù)矢量的概念對(duì)電力電子系統(tǒng)進(jìn)行建模［17］。由于復(fù)特征根能動(dòng)態(tài)表示系統(tǒng)內(nèi)部獨(dú)立的瞬時(shí)能量，因此在V2G系統(tǒng)直接功率控制中采用功率復(fù)矢量建模，其物理意義更為直觀，并具有降階特性。圖4為假設(shè)電網(wǎng)電壓為理想電壓源時(shí)，基于復(fù)矢量信號(hào)的單相V2G系統(tǒng)復(fù)功率控制信號(hào)流圖。圖中，G（s）為功率復(fù)矢量控制器；GPR（s）為單相電流矢量的比例諧振 PR（Proportional Resonant）控制器；M（s）為式（8）所示矩陣，M-1（s）為 M（s）的逆矩陣；us為逆變橋輸出電壓；ug與ig分別為電網(wǎng)電壓與電網(wǎng)電流。圖中虛框部分為逆變橋輸出電壓與電網(wǎng)電壓作用后經(jīng)過入網(wǎng)濾波器得到并網(wǎng)電流的環(huán)節(jié)，其對(duì)應(yīng)的復(fù)矢量方程為：

其中，Ts=Lg/R為交流側(cè)時(shí)間常數(shù)。

2.2 控制器G（s）設(shè)計(jì)

結(jié)合單相系統(tǒng)瞬時(shí)復(fù)功率理論與復(fù)矢量控制模型，可推導(dǎo)得到圖5所示的V2G系統(tǒng)直接功率復(fù)數(shù)控制結(jié)構(gòu)圖。圖5中，鎖相環(huán)用于跟蹤電網(wǎng)基波頻率和相位，其具體結(jié)構(gòu)可參見文獻(xiàn)［18］。由直流側(cè)電壓udc的PI調(diào)節(jié)輸出p*與無功補(bǔ)償功率調(diào)節(jié)指令值q*得到參考功率復(fù)矢量S*與實(shí)際電網(wǎng)電壓、電流計(jì)算的實(shí)時(shí)瞬態(tài)復(fù)功率S比較，比較值經(jīng)復(fù)數(shù)控制器G（s）后與轉(zhuǎn)換矩陣M（s）相乘后得到 iα*（單相系統(tǒng)中舍棄iβ*［19］），iα*與電網(wǎng)電壓前饋值相加最終得到并網(wǎng)電流的參考值ig*。其中，前饋量為電網(wǎng)電壓信號(hào)乘以前饋系數(shù)kFF所得。在網(wǎng)側(cè)電流控制中，采用如式（15）所示的PR控制器GPR（s）實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電流在自然坐標(biāo)系下的無靜差控制，PR控制器輸出為逆變橋輸出電壓參考信號(hào)uref，與三角波比較最后得到功率管VT1—VT4的驅(qū)動(dòng)脈沖。

圖4 單相V2G系統(tǒng)復(fù)矢量信號(hào)流圖Fig.4 Complex signal flow graph of single-phase V2G system

圖5 V2G系統(tǒng)及直接功率復(fù)數(shù)控制結(jié)構(gòu)Fig.5 V2G system and diagram of direct power control based on complex controller

其中，kPR為PR控制器的比例系數(shù)；kiR為諧振系數(shù)；ω0為諧振頻率；kcωc為準(zhǔn)諧振的衰減項(xiàng)。

在基于復(fù)矢量的直接功率控制中，復(fù)數(shù)控制器G（s）成為實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)目標(biāo)的關(guān)鍵，G（s）也可根據(jù)不同的系統(tǒng)目標(biāo)來具體設(shè)計(jì)。

2.2.1 功率穩(wěn)定控制目標(biāo)

圖4所示并網(wǎng)電流復(fù)矢量模型與式（14）表明，電網(wǎng)電壓背景諧波使得并網(wǎng)電流諧波增加。結(jié)合附錄式（A3）與（A4）可知，伴隨著電網(wǎng)電壓與電網(wǎng)電流所含的諧波分量，功率諧波分量也進(jìn)入控制系統(tǒng)，使得直接功率控制存在波動(dòng)。因此，在G（s）設(shè)計(jì)中可以針對(duì)瞬時(shí)功率的主要特征次諧波分量（2次與4次）采用一階復(fù)數(shù)陷波器 F1（s）與 F2（s）對(duì)復(fù)功率進(jìn)行陷波處理。

其中，F(xiàn)1（s）為一階二次陷波器；F2（s）為一階四次陷波器；ω2與 ω4為陷波器調(diào)諧頻率，取 ω2=2ω，ω4=4ω；ω2c與ω4c為兩陷波器的品質(zhì)參數(shù)，其選擇決定了陷波器的通阻帶頻率寬度與中心頻率的衰減倍數(shù)等。瞬時(shí)功率矢量經(jīng)陷波器后得到直流分量可由PI調(diào)節(jié)器進(jìn)行調(diào)節(jié)。圖6為直接功率無靜差控制策略下控制器G（s）的控制框圖。此時(shí)，有：

圖6 復(fù)數(shù)控制器G（s）結(jié)構(gòu)Fig.6 Diagram of direct power controller G（s）

由附錄式（A3）與（A4）可知，瞬時(shí)功率 p與 q存在關(guān)系 p=jq，因此，復(fù)數(shù)陷波器 F1（s）、F2（s）可利用復(fù)數(shù)實(shí)部與虛部交叉相乘的方式實(shí)現(xiàn)［20］，其中，式（16）、（17）被分為 2 個(gè)部分，即：

如圖6所示，控制器G（s）的輸出為po與qo。與文獻(xiàn)［12］引入特征次（三相系統(tǒng)為2、6次）矢量比例積分 VPI（Vector Proportional Integrator）諧振控制器并聯(lián)以抑制功率波動(dòng)相比，式（18）為陷波器串聯(lián)，具有更好的陷波特性，而需設(shè)計(jì)的參數(shù)量少，且降低了控制器的階數(shù)，易于數(shù)字實(shí)現(xiàn)，避免了因?yàn)榭刂破鞯母唠A化引起的系統(tǒng)不穩(wěn)定。

2.2.2 并網(wǎng)電流諧波抑制控制目標(biāo)

在V2G模式下，電動(dòng)汽車參與電網(wǎng)的功率調(diào)節(jié)與控制的基本方式是向電網(wǎng)發(fā)送超前或滯后的無功功率，而功率與電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流有關(guān)。由于電網(wǎng)電壓很難調(diào)節(jié)，此時(shí)必須對(duì)并網(wǎng)電流進(jìn)行調(diào)節(jié)來達(dá)到控制功率的目的［22］，因此，電流控制技術(shù)是逆變器并網(wǎng)運(yùn)行的關(guān)鍵問題。

分析式（14）描述的并網(wǎng)電流控制模型，在電網(wǎng)電壓ug含有諧波分量條件下，當(dāng)期望得到不含諧波的純正弦并網(wǎng)電流時(shí)，控制輸出量us需含有與電網(wǎng)電壓ug相同分量的諧波含量。本文采用抑制背景諧波的單相鎖相環(huán)控制，得到背景諧波下“純凈”的電網(wǎng)電壓基波相位信號(hào)與不含諧波分量的轉(zhuǎn)換矩陣M，如式（9）所示。當(dāng)p*與q*含有諧波分量時(shí)，可得：

此時(shí)，指令電流也含諧波分量。因此，電網(wǎng)電壓諧波背景下為得到諧波含量較少的并網(wǎng)電流，提高并網(wǎng)電能質(zhì)量，則p*和q*無需經(jīng)陷波處理。此時(shí)，在并網(wǎng)電流諧波抑制控制目標(biāo)下，控制器G（s）可簡單設(shè)計(jì)為：

其參數(shù)可按經(jīng)典方法整定。

2.3 直接功率前饋補(bǔ)償控制

選擇合適的參數(shù)，可得 F1（s）與 F2（s）串聯(lián)而成的復(fù)數(shù)陷波器 F1F2（s），對(duì)式（16）、（17）取參數(shù) ω2=2 ω=200π、ω4=4ω=400π、ω2c=200、ω4c=400 時(shí)，繪得Bode圖如圖7中kpF=kqF=0（無前饋補(bǔ)償情況）曲線所示。由圖7可知，采用復(fù)數(shù)陷波器可對(duì)疊加在瞬時(shí)有功功率p與瞬時(shí)無功功率q上的2次紋波與4次紋波起到較好的抑制作用，但是陷波器會(huì)對(duì)信號(hào)產(chǎn)生較大的延遲，影響基于復(fù)矢量直接功率控制的動(dòng)態(tài)性能。

圖7 復(fù)數(shù)陷波器F1F2（s）波特圖Fig.7 Bode of complex notch filter F1F2（s）

本文采取直接功率前饋控制以改善動(dòng)態(tài)性能，即將瞬時(shí)指令功率p*、q*分別乘以功率前饋系數(shù)kpF、kqF，再和控制器 G（s）的輸出 po、qo分別相加，如圖8所示。圖7還研究了前饋系數(shù)kpF與kqF取不同數(shù)值，即kpF=kqF分別取 0、0.1、0.2、0.5 時(shí)，對(duì)陷波效果及延時(shí)相角的影響。前饋系數(shù)kpF與kqF取值越大，對(duì)系統(tǒng)延時(shí)抵消作用越明顯，但同時(shí)也削弱了系統(tǒng)對(duì)2、4次紋波的陷波效果。綜合考慮，本文取前饋系數(shù)kpF=kqF=0.2，既能滿足系統(tǒng)對(duì)靜態(tài)的性能要求，又能改善系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能。

圖8 直接功率前饋控制框圖Fig.8 Diagram of direct power feed forward control

3 仿真與實(shí)驗(yàn)研究

3.1 仿真分析

在MATLAB/Simulink環(huán)境下對(duì)電網(wǎng)諧波背景下單相V2G系統(tǒng)基于復(fù)矢量的直接功率控制策略進(jìn)行仿真，系統(tǒng)參數(shù)如下：開關(guān)頻率fs=10 kHz，交流濾波電感Lg=2 mH，直流支撐電容Cdc=3 mF，額定容量 Se=3.5 kV·A，輸出頻率為 50 Hz，額定電網(wǎng)電壓為220 V。

圖9為V2G系統(tǒng)在諧波背景下，采用本文所提控制策略的仿真結(jié)果。單相電網(wǎng)電壓畸變，含15%的3次諧波、10%的5次諧波，總的電壓畸變率THDu=18%。仿真時(shí)，有功功率指令p*的初始值為1000W，在t=0.86 s時(shí)刻，階躍變化為2000 W，無功功率指令q*恒為 -500 var（并網(wǎng)電流相位超前于電網(wǎng)電壓）。在圖9（a）所示的并網(wǎng)電流諧波抑制目標(biāo)下的仿真結(jié)果中，系統(tǒng)有功功率輸出為1000 W時(shí)并網(wǎng)電流畸變率THDi=1.78%，有功功率輸出為2000 W時(shí)并網(wǎng)電流畸變率THDi僅為0.9%，具有良好的并網(wǎng)電能質(zhì)量。但此時(shí)瞬時(shí)有功功率p與瞬時(shí)無功功率q均具有較大紋波，功率發(fā)生波動(dòng)，其最大功率紋波峰峰值約為250 W，即輸出功率的12.5%。功率穩(wěn)定控制目標(biāo)下仿真結(jié)果如圖9（b）所示，此時(shí)功率能穩(wěn)定輸出，其功率輸出紋波的峰峰值不超過35 W，對(duì)功率指令值能穩(wěn)定且少靜差地精確跟蹤。而此時(shí)并網(wǎng)電流畸變率比圖9（a）中稍大，系統(tǒng)有功功率輸出為1000 W時(shí)THDi=2.23%，有功功率輸出為2000 W時(shí)THDi=1.25%。從圖9（b）所示功率響應(yīng)曲線的對(duì)比可以看出，采用復(fù)數(shù)濾波器時(shí)會(huì)造成動(dòng)態(tài)響應(yīng)變慢，而采用本文所提的功率前饋控制后，能減少3～4個(gè)工頻周期的功率階躍響應(yīng)的調(diào)節(jié)時(shí)間，明顯改善其動(dòng)態(tài)性能。

圖9 直接功率控制仿真結(jié)果Fig.9 Simulative results of direct power control for V2G system

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

為了進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提的控制策略的有效性，本文研制了3.5 kW實(shí)驗(yàn)室樣機(jī)并進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的主要參數(shù)同3.1節(jié)，主功率管采用三菱公司的IPM，型號(hào)為PM75CL1A120，開關(guān)頻率為10kHz。主控芯片采用TI公司TMS320F28335浮點(diǎn)型DSP，最高工作主頻為150 MHz，控制系統(tǒng)外擴(kuò)了DA芯片AD5344BRU，以便將有功與無功功率值輸出測量。

圖10為單相V2G系統(tǒng)運(yùn)行在實(shí)驗(yàn)室單相電網(wǎng)電壓畸變條件下畸變率為3.54%時(shí)2種控制目標(biāo)下的對(duì)比實(shí)驗(yàn)波形（M為與基波幅值的百分比）。當(dāng)采取并網(wǎng)諧波抑制目標(biāo)控制時(shí)，p、q波動(dòng)較大，其并網(wǎng)電流的畸變率 THDi=3.65%，如圖10（b）所示。當(dāng)采取功率穩(wěn)定控制時(shí)，p、q波動(dòng)減小，但并網(wǎng)電流的畸變率THDi=4.73%，波形畸變?cè)龃螅c仿真分析結(jié)論一致。

V2G系統(tǒng)會(huì)對(duì)戶用電網(wǎng)進(jìn)行功率動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)，在實(shí)驗(yàn)室電網(wǎng)電壓畸變的諧波背景下，采用功率穩(wěn)定控制目標(biāo)對(duì)功率進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)實(shí)驗(yàn)，結(jié)果如圖11所示。圖11（a）中，無功功率不變，即在單位功率下，將p從3000 W調(diào)節(jié)到1500 W。圖11（b）中，保持有功功率不變，而將無功功率的指令從0調(diào)節(jié)到500 var，向電網(wǎng)輸出超前的無功功率。從動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形看出，盡管采用本文所提的復(fù)數(shù)濾波器會(huì)影響動(dòng)態(tài)性能，但是在前饋功率控制的補(bǔ)償下，動(dòng)態(tài)響應(yīng)仍能滿足性能要求，無論是有功功率還是無功功率的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)，都能在0.5個(gè)工頻周期內(nèi)響應(yīng)，具有良好的動(dòng)態(tài)性能。

圖10 單位功率因數(shù)時(shí)直接功率控制實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms of direct power control when V2G system running in unity factor

圖11 功率調(diào)節(jié)動(dòng)態(tài)響應(yīng)實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms of power conditioning dynamic response for V2G system

4 結(jié)論

基于瞬時(shí)無功功率理論，本文提出一種基于復(fù)矢量的單相直接功率控制策略，可用于電網(wǎng)電壓畸變條件下的單相V2G系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)電動(dòng)汽車對(duì)戶用單相電網(wǎng)的功率智能調(diào)節(jié)，分析得出以下結(jié)論。

a.在單相系統(tǒng)中，引入復(fù)功率概念，可方便實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電壓畸變條件下單相瞬時(shí)功率的計(jì)算與控制，物理概念清晰，易數(shù)字化實(shí)現(xiàn)。

b.基于復(fù)矢量的直接功率控制，可實(shí)現(xiàn)功率穩(wěn)定控制與并網(wǎng)諧波抑制控制2個(gè)獨(dú)立目標(biāo)。采取復(fù)數(shù)陷波控制可對(duì)瞬時(shí)功率進(jìn)行直接的無靜差跟蹤控制，但會(huì)造成系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)變慢，需采取直接功率前饋控制補(bǔ)償延遲。

c.本文所提的控制策略可實(shí)現(xiàn)有功與無功功率的靈活控制，下一步需研究基于功率復(fù)矢量的V2G系統(tǒng)低電壓穿越技術(shù)。

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版（http：∥www.epae.cn）。

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