陳 坤，周 興，文 武

(武漢船用電力推進裝置研究所，武漢 430064）

0 引言

隨著超大規(guī)模集成電路技術和微處理器技術的快速發(fā)展，微處理器的性能飛速提高，成本價格不斷下降，使得開關型電力變換裝置的全數字化控制日益增多，數字控制技術逐漸成為市場上的主流。與傳統的模擬控制器相比較，數字控制器具有抗干擾能力強、可靠性高、控制策略靈活、可實現很多復雜的新型算法等較為明顯的優(yōu)勢[1]。但是，數字采樣和離散化等過程也給電源輸出響應的快速性和系統穩(wěn)定性等帶來了無法避免的影響[2-3]。特別是大功率逆變器具有高壓、大電流的電氣特性，這一特性決定了其功率器件IGBT不能工作于太高的開關頻率[4]，否則會燒毀功率器件。

近年來，船舶電力推進系統不斷發(fā)展，推進系統的負載呈現出大功率、形式多樣的特點，對船舶電站的功率需求、穩(wěn)定性和可靠性等都提出了更高的要求，因此，中壓交流（直流）綜合電力系統已經成為了船舶電站發(fā)展的主流趨勢[5]，船上變頻器、逆變電源等變流裝置作為綜合電力系統的重要組成部分，已經呈現出高壓、大電流的特點。于是，由采樣及數據更新頻率低導致的輸出響應時間延遲大等問題就顯得越發(fā)的突出和不可忽視。本文分析了逆變器采樣、PWM調制等環(huán)節(jié)的時間延遲，并為逆變器電源設計了基于一種改進數字PWM控制方法的控制器，以改善輸出響應時間延遲。

1 系統采樣、PWM調制等延時分析

如圖1所示，逆變電源主回路采用H橋結構，控制器以DSP+CPLD為核心控制芯片，調制方式為單極性倍頻PWM，采用對稱規(guī)則采樣。

1.1 對稱規(guī)則采樣

對稱規(guī)則采樣方式采樣周期Ts，亦即三角載波周期Tc。采用滯后一拍控制方式[6]，以解決PWM調制占空比受限的問題[7]。即當前采樣點采樣后計算出的調制波控制量并不在當前采樣周期進行數據更新，而是在下一個采樣點更新該控制量數據（如圖2）。于是與數據采樣點時刻相比，數據更新點延遲了一個采樣周期Ts。

圖3(a)中，調制波控制量剛好在采樣點t1時刻突變，控制量的突變會在下一個采樣點進行數據更新，時間延遲為一個采樣周期TS；而圖3(b)中，采樣點卻剛好錯過了控制量的突變點t2時刻，于是控制量的這一突變情況只有經過2個采樣周期TS才能反映到負載側。因此，數字PWM控制對稱規(guī)則采樣過程的時間延遲為TS～2TS.

1.2 單極性倍頻PWM調制

對于單極性倍頻PWM調制，調制波控制量m(k)分別與2路相對相移180°的三角載波信號Uc1和Uc2比較產生4路PWM脈沖信號ug1、ug2和ug4、ug3，分別驅動H橋的功率器件VT1、VT2和VT4、VT3，4路PWM驅動脈沖及m(k)與Uc1、Uc2的關系如表1。

注：表中“1”表示高電平，“0”表示低電平。

如圖4所示，功率器件VT1和VT4同時導通時，H橋輸出電壓+Ed，即圖中的uo。

由圖，從采樣及數據更新點t1到H橋逆變器輸出電壓時刻t2之間有時間延遲，根據三角形相似原理有：

可得出時間延遲：

于是有

式中，tΔ為時間延遲，Tc為開關周期。

同理，功率器件VT2和VT3同時導通時，H橋輸出電壓-Ed，時間延遲范圍為式（3）所示。

綜合小節(jié)1.1和1.2的分析，對稱規(guī)則采樣和單極性倍頻PWM調制的總時間延遲為

其中，TΔ為總時間延遲，TS為采樣周期，對于對稱規(guī)則采樣即為開關周期Tc。

2 控制器設計實例及仿真

2.1 多次采樣延時數據更新

由前面的分析，逆變器采樣頻率對于電源系統時間延遲有很大的影響，因此，提高采樣頻率對于減小響應時間延遲將會是一種行之有效的措施。而受功率器件功耗和溫升等條件的限制，提高開關頻率并不是件容易的事。于是，在開關頻率不變的情況下，適度增加采樣和數據更新次數就成為了最優(yōu)的解決方案。

圖5，基于傳統數字PWM控制方式，多次采樣延時數據更新方法有效結合了單次采樣延時數據更新[7]和多次采樣即時數據更新方法[8]的優(yōu)點，在開關周期Tc內進行多次數據采樣，延遲時間td（略大于DSP進行數據處理和運算的時間）后將控制量Vk更新到DSP或CPLD的比較寄存器中進行實時比較產生PWM驅動脈沖，采樣數據在時間td內完成數據處理和PI控制等相關運算。

如此，逆變器的采樣及數據更新周期將減小為原來的1/N，即TC/N，N為開關周期Tc內進行數據采樣的次數。此時，數字PWM控制所引起的時間延遲為

為了避免在非載波波谷點和波峰點更新數據而導致的PWM驅動脈沖電平錯誤和脈沖競爭現象[7,8]的發(fā)生，該控制器以DSP+CPLD作為核心控制芯片。DSP進行AD采樣、數據處理、控制算法運算、故障檢測及綜合等方面的工作，而CPLD負責產生三角載波信號、比較匹配生成PWM脈沖、PWM信號死區(qū)時間、故障狀態(tài)下PWM脈沖封鎖等類似于DSP事件管理器EVA/B的功能?？刂破骺傮w框圖如圖6。

2.2 PI控制參數配置

逆變電源采用電流閉環(huán)控制方式，為阻感性負載提供快速變化的勵磁電流。逆變器控制系統框圖如圖7，圖中分別為PI控制器、從采樣時刻到逆變器輸出的時間延遲、PWM脈沖及逆變器主回路等效增益、并聯H橋均流電感等環(huán)節(jié)的傳遞函數。

時間延遲環(huán)節(jié)對于所有的ω有

該延時環(huán)節(jié)只影響系統的相頻特性，對于幅頻特性沒有影響。為了控制器設計和分析的方便，在滿足條件1ωτ<<時，可對時間延遲環(huán)節(jié)作如下簡化處理[9,10]

式中，τ為時間延遲。

將負載電壓uo作為外部擾動，可得出系統輸出電流Io閉環(huán)傳遞函數

根據式（8），系統的閉環(huán)特征方程為

該閉環(huán)特征方程為三階，應該有3個閉環(huán)特征根，自動控制原理及工程實踐的經驗顯示，對于高于兩階的系統,可以利用主導極點的概念將系統在可以允許的誤差情況下進行降階處理[11]：如果高階系統中距離虛軸的距離最近的一對極點，其實部比其它極點的實部的1/5還要小,那么這對閉環(huán)極點稱為主導極點,對系統的時間響應過程影響起主導作用[12,13]。若逆變電源系統能夠找到這樣一對共軛復數主導極點，則此系統就可近似地當作二階系統進行分析，近似估計系統的暫態(tài)響應性能指標。

系統主導極點期望值為

式中，rξ為阻尼比，rω為無阻尼自然振蕩角頻率。

由式（9）（10）有

根據實際系統設計參數：阻尼比ξr=0.70，n取10，此時調整時間短，超調量不大，時間延遲τ= 6 4μs ，自然振蕩角頻率ωr=1842rad/s ，對應調節(jié)時間約為2.30 ms。計算得出

2.3 仿真分析

采用MATLAB軟件對控制器設計進行仿真，以驗證系統的特性。仿真參數：2個H橋逆變單元并聯，母線電壓Ed=100V，均流電抗器0.8 mH/4.5 m?，負載0.16 mH/1 m?，采用對稱規(guī)則采樣和單極性倍頻PWM調制，開關頻率5kHz，每個周期采樣4次，取采樣及運算時間延遲td=50μs。給定+80 A/10 Hz方波信號時，仿真輸出波形如圖8所示：

從逆變器仿真結果看，輸出響應時間延遲66 μs，在理論分析的范圍[50,112.5]內。輸出電流I0從0上升到給定值的95%的上升時間為2.32 ms，與控制器設計的2.30 ms調節(jié)時間比較吻合，控制器響應速度快，具有較好的穩(wěn)定性和暫態(tài)特性。

3 實驗驗證

實驗主電路采用2個H橋逆變器單元并聯（圖9），以TI公司DSP28335結合ALTERA公司CPLD EPM1270T144C5為數字PWM控制器的核心芯片，調制方式單極性倍頻PWM。逆變器直流母線電壓Ed=100 V，IGBT為英飛凌FF300R12ME3，開關頻率5 kHz，均流電抗器1600 μH/9 m?，負載 160μ H/1 m?。

為了簡化程序編寫和實驗過程，設定時間延遲td為采樣周期TS，分別在開關周期Tc內進行1次、2次、4次數據采樣和更新，給定信號為方波電壓信號，4V/10 Hz（給定電壓與輸出總電流對應關系為1V：20 A），逆變器輸出信號（負載電流IO、負載電壓uO）和給定信號IREF波形如圖10所示。

圖11 N=4及設計PI參數時逆變器輸出

圖中CH2通道為負載電壓uO，20V/格；CH3通道為給定信號IREF，40A/格；CH4通道為負載電流IO，40A/格。

在每個周期采樣及數據更新4次的情況下，PI控制器采用式（12）所設計的PI參數，逆變器輸出電流波形如圖11所示，輸出響應時間純延時70 μs，輸出電流從5%上升到95%所需要的時間為 2.34 ms。

控制器設計參數能滿足逆變器電源系統在阻感性負載下對于穩(wěn)定性和暫態(tài)特性的要求，而多次采樣延時數據更新方法有效地減小了采樣周期和數據更新周期，逆變器輸出響應時間延遲從406μs減小為84μs，時間延遲改善效果明顯。

4 結論

對于大功率逆變電源，對稱規(guī)則采樣、單極性倍頻PWM調制等數字控制實現過程引入的響應時間延遲容易影響其輸出特性，文中在傳統數字PWM控制的基礎上進行改進，設計了一個基于多次采樣延時數據更新方法的逆變電源控制器，以提高采樣頻率和數據更新頻率。最后，實驗結果與理論分析相一致，證明了該控制器在響應時間延遲改善方面的實用性。

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