竇江玲 徐金平 徐夢苑

(東南大學毫米波國家重點實驗室, 南京 210096)

肖特基二極管精確建模是設(shè)計高性能微波毫米波倍頻器的重要基礎(chǔ)．對于毫米波及THz倍頻器的分析設(shè)計,近年來國內(nèi)外很多研究人員投入了大量精力研究包含封裝寄生效應(yīng)的二極管精確模型[1-4]．目前較為有效的方法是,對二極管的整體模型進行分區(qū)建模,將二極管封裝材料部分作為線性區(qū)域,肖特基結(jié)管芯作為非線性區(qū),分別采用三維電磁仿真軟件HFSS和路仿真軟件ADS進行建模仿真．HFSS三維電磁模型能夠精確模擬封裝材料的寄生效應(yīng),它與ADS中二極管的非線性SPICE參數(shù)模型構(gòu)成了二極管的精確模型．這種方法所建立的二極管本身模型的精確性已經(jīng)得到業(yè)界的認同,并成功地應(yīng)用于多種毫米波及THz頻段倍頻電路的設(shè)計．在應(yīng)用這種模型進行實際倍頻電路的設(shè)計過程中,通常采用的步驟是:① 采用去嵌入方法提取二極管的輸入輸出阻抗(參考面一般選在肖特基結(jié)所在位置或者芯片兩端所在截面);② 根據(jù)所提取的二極管阻抗進行外圍匹配電路的優(yōu)化設(shè)計．這種方法存在的不足是,由于參考面以外一定范圍內(nèi)的電路不連續(xù)性仍然很強,高次模分量很大,故在進行匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計時,基于參考面以外主模條件的假定會影響仿真設(shè)計精度．另外,這種提取方法不便于精確計算安裝二極管的微帶端線(焊盤)尺寸以及焊盤之間的間距對于等效阻抗的影響,這一點在超寬帶倍頻器匹配電路設(shè)計中也是一個明顯的不足．

文獻[5]中的W波段全波段Schottky管三倍頻器以及文獻[6-8]中的倍頻器都采用了相同的二極管,它們都存在高頻段的輸出功率明顯下降的問題．分析其原因,一方面是所使用的肖特基二極管本身截止頻率有限,導致其高頻端非線性性能下降;另一方面,以往的設(shè)計中沒有專門針對焊盤尺寸等緊鄰二極管的安裝電路參數(shù)進行分析優(yōu)化,從而對寄生參量效應(yīng)考慮不足,對倍頻器高頻端性能影響更為嚴重．

本文在現(xiàn)有相關(guān)研究工作的基礎(chǔ)上[5],改進了二極管附近區(qū)域等效阻抗參數(shù)提取方法,將二極管、焊盤及鄰近的腔體空間作為一個子區(qū)域進行三維建模分析,深入研究了二極管安裝電路環(huán)境所引入的附加寄生效應(yīng),包括焊盤的長度和寬度、2個端線之間的間距、二極管與微帶端線之間導電膠的厚度以及微帶電路屏蔽腔體的高度等因素的影響,總結(jié)了其變化規(guī)律．這些因素與倍頻電路匹配網(wǎng)絡(luò)的優(yōu)化設(shè)計直接相關(guān)．通過場路結(jié)合的分析設(shè)計過程,優(yōu)化設(shè)計了W波段全波段三倍頻器的電路尺寸,制作了倍頻器的試驗樣品,實測結(jié)果表明,所設(shè)計的W波段三倍頻器在75～110 GHz的頻率范圍內(nèi)的輸出功率平坦,無諧振點,實現(xiàn)了優(yōu)良的寬帶特性．

1 肖特基二極管精確模型

DBES105a二極管的整體精確模型由其封裝結(jié)構(gòu)三維模型和Schottky結(jié)非線性SPICE參數(shù)2部分組成．其中,三維封裝模型能夠模擬二極管封裝材料引入的寄生效應(yīng),管芯的SPICE參數(shù)模型主要模擬二極管的非線性特性．圖1給出了DBES105a二極管的電子顯微鏡照片以及三維封裝模型．

(a) 二極管電子顯微鏡照片 (b) 三維電磁模型圖1 DBES105a二極管電子顯微鏡照片以及三維電磁模型

本課題組對UMS公司的DBES105a二極管的建模方法進行了多年的研究[4-5,9], 并應(yīng)用到了G波段．圖2給出了由場路結(jié)合方法所建立的DBES105a二極管三維封裝線性區(qū)和肖特基結(jié)非線性區(qū)組合模型示意圖,其中A1,A2兩個節(jié)點分別表示封裝無源三維模型中2個Schottky結(jié)的陽極連接點,它們是HFSS場仿真和ADS路仿真的結(jié)合點．2個肖特基結(jié)之間的串聯(lián)關(guān)系已經(jīng)體現(xiàn)在HFSS的模型中,所以在ADS軟件中,二極管的陰極模型接“地”,從而將二極管的非線性部分看成阻抗相同的非線性負載．這個模型充分考慮了二極管的封裝寄生效應(yīng)以及二極管的非線性特性．但是,應(yīng)用該模型進行W波段等短毫米波寬帶倍頻器的設(shè)計還需要考慮很多因素,如安置二極管的微帶端線(焊盤)尺寸和間距等．

2 W波段三倍頻器電路設(shè)計

2.1 三倍頻器電路方案

圖3是本文所采用的W波段三倍頻器的基本構(gòu)成框圖．倍頻器的輸出端采用標準的WR10波導微帶探針結(jié)構(gòu),它對輸入信號頻率分量截止,起到了高通濾波器的作用．與鰭線過渡相比,可以較大程度地改善100 GHz以上高頻端的插入損耗．輸入端采用了高低阻抗線低通濾波器,在通過低頻激勵信號的同時,能抑制高次諧波信號通過,避免三次諧波反射回輸入端．

圖3 W波段三倍頻器基本構(gòu)成框圖

2.2 W波段三倍頻器分區(qū)建模

將倍頻器電路分為5個相對獨立的子區(qū)域,如圖4所示.區(qū)域1為輸入低通濾波器;區(qū)域2為輸入匹配網(wǎng)絡(luò);區(qū)域3為二極管、焊盤及鄰近腔體區(qū)域;區(qū)域4為輸出匹配網(wǎng)絡(luò);區(qū)域5為微帶-探針-波導過渡輸出區(qū)域．首先對區(qū)域1和區(qū)域5分別進行建模分析與優(yōu)化,這2個子區(qū)域都是常規(guī)的線性電路區(qū)域,其仿真設(shè)計方法已經(jīng)非常成熟．本文重點研究區(qū)域3,把它作為一個獨立的整體，分析其輸入輸出阻抗,重點研究內(nèi)部焊盤尺寸、間距等參數(shù)對超寬帶范圍內(nèi)頻響特性影響的規(guī)律,為設(shè)計整個倍頻器電路的匹配網(wǎng)絡(luò)做準備．

圖4 W波段三倍頻器區(qū)域劃分示意圖

2.3 二極管安裝區(qū)域?qū)拵ё杩固匦苑治?/h3>

圖5給出了用HFSS建立的區(qū)域3三維仿真模型及其等效網(wǎng)絡(luò)示意圖．圖5(a)中,Lpad,Wpad,Gpad分別為微帶端線的長度、寬度以及間距,Ddiode為2個二極管邊緣之間的距離．用HFSS軟件仿真計算區(qū)域3電磁模型,然后將得到的s6p文件導入到ADS軟件中(見圖5(b)),計算區(qū)域3的輸入輸出阻抗．考慮到計算量的問題,本文選取了幾個典型的離散值，圖6～圖9給出了這幾個變量對區(qū)域3輸入輸出阻抗的影響曲線．

(a) 三維模型

(b) S參數(shù)包及阻抗定義

由圖6～圖9可見,為了減小二極管阻抗在寬帶范圍內(nèi)的變化幅度,就要求安裝二極管的微帶端線寬度大、長度短以及間距大,同時反向并聯(lián)二極管對的間距尺寸要小,但是這些尺寸也受到多方面因素的限制,如為了減少高次模的產(chǎn)生,腔體的寬度不能太寬,這就限制了微帶端線的寬度;為了保證足夠的安裝空間,微帶端線的長度不能太小;同時,微帶端線的間距要小于二極管的長度．另外為了便于匹配網(wǎng)絡(luò)的實現(xiàn),二極管所在區(qū)域的輸入輸出阻抗的虛部不能太大．綜合考慮后,選取Lpad=0.5 mm,Wpad=0.7 mm,Gpad=0.4 mm,Ddiode=0.17 mm．在這個尺寸下區(qū)域3的輸入輸出阻抗在輸入基波和三次諧波下變化較為平緩,保證了寬帶匹配的可實現(xiàn)性．在基破中心頻率f0=30.8 GHz處,區(qū)域3的輸入阻抗為Zf0=36.3-j69.9 Ω,在3f0=92.4 GHz頻點處,區(qū)域3的輸出阻抗為Z3f0=34.0+j5.4 Ω．

(a) 輸入阻抗

(b) 輸出阻抗

(a) 輸入阻抗

(b) 輸出阻抗

(a) 輸入阻抗

(b) 輸出阻抗

2.4 三倍頻器完整電路的優(yōu)化設(shè)計

為了快速提取匹配電路尺寸的初值,應(yīng)用HFSS三維仿真軟件,將計算得到的區(qū)域1中低通濾波器的網(wǎng)絡(luò)參數(shù)和區(qū)域5中微帶-探針-波導過渡段的s2p參數(shù),以及二極管區(qū)域的s6p文件導入到ADS中,建立用于計算高低阻抗線匹配網(wǎng)絡(luò)初始值的電路模型(見圖10),并利用此模型提取了由高低阻抗線構(gòu)成的輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)初值．

(a) 輸入阻抗

(b) 輸出阻抗

圖10 ADS中匹配網(wǎng)絡(luò)初值計算模型

由于分區(qū)仿真方法并未考慮分區(qū)域模型之間的耦合效應(yīng)以及仿真不連續(xù)性等因素,為了獲取精確的匹配網(wǎng)絡(luò)尺寸,還需要進一步在HFSS軟件中建立倍頻器的全尺寸模型,計算出整個電路中無源部分所對應(yīng)的s6p參數(shù),并將其導入到ADS中進行諧波平衡分析,計算模型如圖11(a)所示．基于該模型,以減小倍頻損耗為目標,計算得出最優(yōu)的匹配網(wǎng)絡(luò)尺寸．

圖11(b)為倍頻器腔體2個高度尺寸h1和h2示意圖,本文分別考察了這2個參數(shù)對倍頻輸出功率的影響．圖12給出了以h1為參變量的倍頻器輸出功率在W波段全頻段內(nèi)的頻響特性曲線,其中存在多個諧振吸收點的曲線所對應(yīng)頂部為理想導體邊界,其余3條曲線對應(yīng)頂部帶有吸波材料的吸收邊界． 可見,在腔體上方增加吸波材料可以有效地抑制腔體的寄生諧振．腔體高度h1經(jīng)優(yōu)化后約為2 mm．為了減少波導微帶轉(zhuǎn)換中的高次模,經(jīng)優(yōu)化,h2取0.8 mm．

(a) 基于全尺寸模型S參數(shù)包的倍頻電路ADS計算模型

(b) W波段三倍頻器腔體高度示意圖

圖12 W波段三倍頻器的輸出功率頻響應(yīng)特性仿真

本文還分析了不同導電膠粘接層厚度倍頻器的輸出功率的變化情況．仿真結(jié)果表明,當導電膠粘貼層厚度較厚時,低頻端輸出功率較高,但是在105 GHz以上的高頻端輸出功率較低,因此,在二極管安裝工藝中,需要控制導電膠層的用量,既要保證二極管與微帶電路優(yōu)良的電氣連接,又要盡量減小導電膠的厚度，從而改善高頻端的性能．

3 W波段三倍頻器實驗

基于上面的設(shè)計方案,加工了W波段三倍頻器實驗樣品,如圖13所示.腔體選用硬鋁材料,采用上下Half傳統(tǒng)的腔體加工方式;采用厚度為0.127 mm 的Rogers5880基片;二極管以反向并聯(lián)的方式采用進口導電膠安裝在焊盤(即微帶端線)上．完成倍頻器的裝配后,對倍頻器進行測試,采用Ka波段的全波段功放作為W波段三倍頻器的激勵源,當Ka波段功放的功率約為20 dBm時,利用W8486A功率探頭和N1911A功率計測試了三倍頻器的輸出功率．在75～110 GHz頻率范圍內(nèi),輸出功率測試結(jié)果如圖14所示．由圖可見,在整個W頻段內(nèi),倍頻器輸出功率典型值為5 dBm,變化幅度小于±1.25 dB．實測結(jié)果和仿真結(jié)果變化趨勢的一致性較好,兩者之間的最大差值小于 2.45 dB．

圖13 上下腔體打開的W波段三倍頻器實物照片

圖14 W波段三倍頻器輸出功率測試值結(jié)果及仿真結(jié)果

圖15給出了本文和文獻[5]的變頻損耗測試結(jié)果的對比曲線．在頻率高端102～110 GHz范圍內(nèi),文獻[5]和本文中的倍頻器倍頻損耗變化幅度分別為4和1.2 dB,由此可見,本文采用改進方法優(yōu)化設(shè)計的倍頻器在頻率高端變頻損耗平坦度有顯著改善．

為了更清楚地反映本文設(shè)計方法在改善W波段全頻帶范圍內(nèi)輸出功率平坦度方面的有效性,表2給出了本文設(shè)計的倍頻器和國內(nèi)外文獻報道的倍頻損耗測試結(jié)果的對比.可見,采用本文的改進方法所設(shè)計的W波段倍頻器的倍頻損耗平坦度得到明顯改善．

圖15 倍頻器變頻損耗測試結(jié)果對比曲線

文獻倍頻損耗/dB頻率范圍/GHz波動值/dB[5]15(典型值)75～1105．5[6]1575～1004．0[7]29．887～995．0[8]15106～1147．0[10]17．3～20．675～1103．3[11]6．5～18．584～10212．0[12]11～1790～986．0本文15(典型值)75～1102．5

4 結(jié)論

1) 本文深入分析了二極管實際工作環(huán)境對二極管輸入輸出阻抗的影響規(guī)律,以減小輸入輸出阻抗在工作頻段內(nèi)波動為目標,優(yōu)化出安裝二極管的微帶端線尺寸．

2) 采用場路結(jié)合的聯(lián)合仿真方法,充分考慮各個子區(qū)域之間的相互耦合,詳細分析了腔體的高度對最終輸出功率的影響,以寬帶內(nèi)的輸出功率的平坦度為目標,優(yōu)化設(shè)計出倍頻器的匹配網(wǎng)絡(luò)尺寸以及腔體的高度, 最終設(shè)計出W波段全波段三倍頻器．

3) 實驗樣品測試結(jié)果表明,在20 dBm左右的Ka波段激勵功率下,所設(shè)計的三倍頻器在整個W波段的輸出功率典型值為5 dBm,功率波動小于±1.25 dBm,由此驗證了二極管模型的準確性以及寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計方法的有效性,為研制W波段低成本、高性能、超寬帶固態(tài)倍頻源提供了有效的技術(shù)途徑．

)

[1] 陳振華. 短毫米波寬帶倍頻源理論與技術(shù)研究[D].南京:東南大學信息科學與工程學院,2014.

[2] Alderman B, Sanghera H, Thomas B, et al. Integrated Schottky structures for applications above 100 GHz [C]//EuropeanMicrowaveIntegratedCircuitConference． Amsterdam, the Netherlands,2008: 202-205.

[3] Bishop W L, Meiburg E R, Mattauch R J, et al. A micron-thickness, planar Schottky diode chip for terahertz applications with theoretical minimum parasitic capacitance [C]//IEEEInternationalDigestonMicrowaveSymposium． Dallas, USA,1990: 1305-1308.

[4] Yao C, Xu J, Ying K. Design of a D-band frequency doubler using GaAs Schottky barrier diodes [C]//InternationalConferenceonMicrowaveandMillimeterWaveTechnology. Nanjing, China, 2008:1193-1195.

[5] Chen Z, Xu J. Design of a W-band frequency tripler for broadband operation based on a modified equivalent circuit model of GaAs Schottky varistor diode [J].JournalofInfrared,Millimeter,andTerahertzWaves, 2012,34(1): 28-41. DOI:10.1007/s10762-012-9943-5.

[6] 于偉華, 王雅薇, 佟飛, 等. 毫米波倍頻器的設(shè)計與研制[J]. 北京理工大學學報, 2016, 36(9): 951-955. DOI:10.15918/j.tbit1001-0645.2016.09.013.

Yu Weihua, Wang Yawei, Tong Fei, et al. Design and fabrication of millimeter-wave frequency triplers[J].TransactionsofBeijingInstituteofTechnology, 2016,36(9): 951-955. DOI:10.15918/j.tbit1001-0645.2016.09.013.(in Chinese)

[7] 毛偉. 毫米波三倍頻器的研究[D].成都:電子科技大學物理電子學院,2010.

[8] Zhang B, Fan Y, Zhang S X, et al. 110 GHz high performanced varistor tripler [C]//InternationalWorkshoponMicrowaveandMillimeterWaveCircuitsandSystemTechnology.Chengdu, China,2012: 1-2.

[9] Dou J, Jiang S, Xu J, et al. Design of a G-band frequency doubler based on a pair of parallelly mounted dual-diode chips [C]//Asia-PacificMicrowaveConference. Nanjing, China, 2015:1-3. DOI:10.1109/apmc.2015.7413571.

[10] Morgan M, Weinreb S. A full waveguide band MMIC tripler for 75—110 GHz [C]//IEEEMTT-SInternationalMicrowaveSymposiumDigest. Phoenix, USA,2001: 103-106.

[11] Han K, Liu T, He H, A W band balanced tripler MMIC with excellent harmonic suppression and low conversion loss [C]//IEEEInternationalWirelessSymposium. Shenzhen, China,2015: 1-4.

[12] Vukusic J, Bryllert T, Olsen A O, et al. High power W-band monolithically integrated tripler [C]//InternationalConferenceonInfrared,Millimeter,andTerahertzWaves. Busan, Korean, 2009: 1-2. DOI:10.1109/icimw.2009.5324703.