駱 懿， 梅開煌

(杭州電子科技大學 通信工程學院，浙江 杭州 310018)

0 引 言

從能量的捕獲角度來說，收集振動能主要有4種方式:靜電式、電磁式、摩擦起電式以及壓電式[1～8]。由于壓電式能量收集器不僅具有可將振動機械能直接轉換為電能的特點，而且具有結構簡單、不受電磁干擾、綠色環(huán)保、易于集成化、可在溫度適當和外界所加振動應力合適的環(huán)境中永久使用、能量密度高等優(yōu)點[9，10]，因此,壓電式能量收集器受到廣泛關注。然而，大多數壓電式能量收集器收集到的能量有限，一般最終可以被使用的能量只有幾十微瓦到幾毫瓦[11]。為了改善能量收集器輸出功率較低的情況，國外有研究人員提出了使用基于非線性振動的壓電式能量收集器增加其輸入能量[12～14]，雖可提高能量收集器的輸出功率，但改善的程度并不明顯。與此相對應的是，如果在壓電式能量收集器中使用非線性的能量提取電路，將使收集器的輸出功率得到大幅度的提高[15]。

本文首先分析了壓電元件振動產生電能的原理；然后以壓電式能量收集器中能量提取電路為聚焦點，詳細介紹了近年來，國內外在壓電式能量收集器中關于能量提取電路的研究動態(tài)，并對其研究方向和研究趨勢進行了展望。

1 壓電振動產生電能原理

1.1 傳統(tǒng)單懸臂梁式壓電振動能量收集器等效模型

在當今眾多的壓電式能量收集器中，單懸臂梁式壓電能量收集器由于其構造簡單而被深入研究，積累了相當豐富的資料，其壓電元件的機電耦合模型可被看作一個簡單的自由度彈簧—質量塊模型[16]，其壓電振動發(fā)電模型及等效模型如圖1所示。

圖1 單懸臂梁式壓電振動能量收集器模型及其等效模型

外部振動結構因振動產生的機械能只有一部分轉換為電能，其余則轉換為彈性勢能、動能以及機械損失

(1)

式中M為系統(tǒng)在共振狀態(tài)下的等效機械質量；KE為壓電元件的模態(tài)剛度；C為系統(tǒng)振動時的阻尼系數；Kp為短路時壓電元件呈現出的剛度；U為質量塊在振動時發(fā)生的位移；V,I分別為壓電元件振動時兩端的輸出電壓以及電流；F為外部振動結構作用在壓電元件上的應力;FP為壓電元件因逆壓電效應而作用在外部振動結構上的應力；α和CP分別為壓電元件的應力因子和鉗位電容。

外部振動產生的機械能經壓電效應轉換為電能部分的能量

(2)

1.2 壓電元件機電耦合電路等效模型

Hofman N H等人[17]研究指出壓電元件呈容性，在電路結構上，壓電元件的等效電路可被看作是由一個正弦電流源Ip、壓電元件內部的鉗位電容器Cp和一個阻值極大的電阻器Rp并聯組成，其等效電路如圖2所示，其中,K為壓電元件振動時機械剛度。

圖2 壓電元件機電耦合電路等效模型

2 壓電式能量收集器的能量提取電路

由上述可知,壓電式能量收集器內的壓電元件在壓電效應下輸出交流信號，但傳感器網絡節(jié)點往往需要穩(wěn)定的直流電為其供電，所以需要通過整流電路進行電流轉換[18]，將壓電元件輸出的交流電整流為直流電的電路稱為能量提取電路。其作用:1)將在外界振動作用下壓電元件產生的交流電轉變?yōu)橹绷麟姡?)確保壓電元件產生的電能可以被高效地提取出來，以便為能量提取電路的后端負載的正常工作提供必要的功率；或者存儲壓電元件產生的電能。

2.1 傳統(tǒng)的能量提取電路

傳統(tǒng)的能量提取電路(SEH)結構十分簡單，其基本思想是直接將壓電元件輸出的交流電經過由4個二極管組成的全橋整流器整流，實現直流電的獲取[19]。在電路組成上，SEH包含4個二極管以及一個濾波電容器C，其容值一般較大，既能保證后端輸出的電壓波形足夠平滑，又能確保該電容能存蓄更多的能量。傳統(tǒng)能量提取電路如圖3所示。

圖3 傳統(tǒng)能量提取電路原理

在圖3中，電阻器RL可看作是壓電式能量收集器的等效負載，即RL消耗的功率完全來自于能量提取電路傳遞的功率。電容器C除了濾波外，還有儲能作用。假設單懸臂梁壓電式能量收集器發(fā)生振動時，機械結構位移U的波形為正弦波，則該能量收集器的壓電元件兩端輸出的開路電壓波形也是正弦波。當電路正常工作時，壓電元件兩端的輸出電壓V及流出電流I與機械結構位移U變化之間曲線關系如圖4所示。

圖4 傳統(tǒng)能量提取電路工作波形

分析圖4知，V與U的變化趨勢基本一致。當U較小時，V小于整流二極管的導通壓降VDC，此時整個電路處于斷路狀態(tài)，壓電元件無電流流出;U增大到一定程度時，致使V大于二極管的導通壓降VDC，此時二極管導通。由于整流二極管的鉗位作用，在二極管導通的整個階段內，V不變，但壓電元件兩端產生的交變電流經全波整流與濾波后，以直流電壓的形式存蓄在電容器C上；由于壓電元件產生的能量逐漸轉移到儲能電容器C中，因此，壓電元件流出的電流逐漸減小。當U到達最大值時，壓電元件兩端產生的電能最大，能量提取電路回收到C上的電能也最多，所以,此時壓電元件流出的電流幾乎為零。此后V隨U減小而減少，從而致使二極管再次處于截止狀態(tài)。直到壓電元件兩端電壓的絕對值再次大于二極管的導通壓降VDC時，能量提取電路則開始下一次能量提取過程。

傳統(tǒng)能量提取電路從壓電元件兩端提取到的功率受后端負載影響非常大，只有當后端負載的等效阻抗達到最佳值時，傳統(tǒng)能量提取電路提取到的能量才能達到最大值[20]。然而,在實際應用中，負載阻抗大小往往并不能靈活地調整，導致在實際應用中傳統(tǒng)能量提取電路提取能量效率很低。

Huang H H等人[21]采用SEH 電路對以PVDF柔性薄膜為壓電元件制作的單懸臂梁式的壓電能量收集器進行了實驗研究，表明:當能量提取電路的濾波電容值為10μF，負載阻抗為10MΩ，懸臂梁振動頻率與系統(tǒng)諧振頻率均為25Hz時，測得輸入到負載的最大功率為0.13μW,負載兩端的峰值電壓為1.8V。

2.2 降壓式DC-DC能量提取電路

雖然SEH能將壓電元件兩端產生的交流電變換為直流電，但變換后的電壓大小仍無法得到有效控制，并不能直接適應為低功耗的無線網絡節(jié)點傳感器的供能。因此，為了獲得所期望的輸出電壓，在SEH的濾波蓄能電容器與負載之間加入DC-DC式的降壓變換電路，構成降壓式DC-DC能量提取電路(DC-DCSDEH)[19],如圖5所示。

圖5 降壓式DC-DC能量提取電路原理

圖5中的DC-DC降壓電路在DCM模式下工作，主要作用為調節(jié)經全波整流后電壓的大小，把整流后的高電壓小電流電信號經過DC-DC降壓電路變換為低電壓大電流的電信號。

DC-DCSDEH主要工作原理是通過調節(jié)降壓式DC-DC電路的占空比和開關頻率，來確保濾波電容器Cr兩端的電壓穩(wěn)定在整流電路輸出電壓的最大值處。

Lesieutre G A等人[22]對DC-DCSDEH應用在單懸臂梁式壓電能量收集器中作了深入了研究，實驗表明:當激勵源懸臂梁振動頻率為53.8Hz，降壓式DC-DC電路的開關頻率約為1000Hz時，能量提取電路的最佳占空比約為2.8%；當壓電元件在懸臂梁的激勵作用下輸出的電壓為48V時，使用DC-DCSDEH從壓電元件兩端提取到的能量是使用SEH提取到能量的3倍。

DC-DCSDEH最大的缺點是降壓式DC-DC電路的開關控制需要借助外接電路實現，而外接電路的供電往往需要使用化學電池，這與壓電式能量收集器節(jié)能環(huán)保的理念相悖。因此,如何在能量提取電路中引入開關控制電路，并用能量收集器自身收集到的能量為開關控制電路供電，成為了關注的重點。

2.3 同步電荷提取電路

為了改進SEH從壓電元件兩端提取到的能量受后端負載阻抗的影響十分明顯的缺陷，Lefeuvre E等人[23]在SEH的基礎上進行了改進，提出了同步電荷提取電路(SECE)，具體電路原理如圖6所示。

圖6 同步電荷提取電路原理

該電路實現的基本思想是通過開關S的閉合，周期性的將累積在壓電元件上的電荷傳遞到后端的蓄能電容器或負載上。SECE在工作時具有以下2個特點:

1)SECE轉移壓電元件兩端產生的電能的時刻與外界激勵源的振動周期同步。

2)壓電元件只有在極少部分時間內處于與后端能量提取電路連通狀態(tài)，大部分時間內保持開路狀態(tài)。

當壓電元件振動位移達到最大值時，此時壓電元件兩端產生的電壓也到達峰值，此時立即閉合開關S，壓電元件上積累的能量經過全波整流橋后轉移到電感中；當壓電元件上累積的能量全部輸入到電感上時，再將開關S斷開，等待下一個能量提取周期的到來。在開關S閉合時，電感和壓電元件內部的鉗位電容器CP發(fā)生高頻LC振蕩，在經過1/4個LC振蕩周期后，壓電元件上累積的電荷被全部轉移到電感上。在二極管的續(xù)流作用下，電感上存儲的能量被逐漸傳遞到儲能電容器Cr內。

雖然SECE輸出的功率不受負載的影響，即對任何負載均具有相同的輸出功率。但是SECE對開關的閉合控制要求非常高。為了不影響后續(xù)時刻壓電元件上電荷的積累，開關S的閉合時間往往只有數毫秒甚至更少，遠遠小于壓電元件的機械振動周期。這也意味著電感的充電時間非常的短，因此，需要選擇合適的電感來確保壓電元件內部的鉗位電容器CP與電感的振蕩周期足夠小。

Lefeuvre E等人[23]對SECE輸出的最大功率進行了相關研究，研究表明:在同等條件下，與SEH的最大輸出功率相比，SECE的最大輸出功率是其4倍。

該能量提取電路的最大優(yōu)點是輸出功率與負載無關，不足是對開關的閉合控制要求很高，若不借助外界輔助控制電路，很難實現。

2.4 串聯同步開關電感電路

結合SEH與SECE能量提取電路，Lefeuvre E等人[23]提出了串聯同步開關電感能量提取電路(S-SSHI)。該電路的主要特色是在壓電元件與4個二級管構成的整流橋之間串聯一個開關S以及一個電感器L，具體電路如圖7所示。

圖7 串聯同步開關電感能量提取電路原理

該電路中L和S的作用是實現壓電元件兩端輸出電壓極性的快速翻轉，既可以有效地增大壓電元件的開路輸出電壓，又能增加一個周期內提取能量的時間。與SECE的工作過程類似，當在外界振動激勵源的作用下，壓電元件的位移達到峰值時，閉合開關S，壓電元件內部的鉗位電容器CP與電感器L形成一個振蕩電路，經過1/2個LC振動周期后，壓電元件上能量完全被轉移到后端的儲能電容器Cr中，再立刻打開開關S。在開關S打開的極短時間內，壓電元件兩端電壓的極性完成翻轉，一個能量提取周期完成。

2.5 并聯同步開關電感電路

與S-SSHI對應的是并聯同步開關電感電路(P-SSHI)[24]，與S-SSHI不同的是，該能量提取電路是在壓電元件與整流橋之間并聯一個電感L與開關S，具體電路如圖8所示。

圖8 并聯同步開關電感電路原理

并聯同步開關電感能量提取電路的工作過程與S-SSHI基本一樣，不過兩者實現的功能完全不同。從能量收集的角度來說，壓電元件在外界振動激勵源的驅動下，致使其振動方向發(fā)生改變，從而一方面導致壓電元件兩端輸出電壓發(fā)生改變，另一方面致使壓電元件阻尼作用的時間增加。在這兩方面的共同作用下，最終促使壓電元件輸入給后端負載的功率增加。

Lefeuvre等人[22,23,25～27]通過實驗對S-SSHI以及SHE,SECE,P-SSHI電路的能量提取效率作了較詳細的比較研究,發(fā)現:在同等大小的力激勵作用下，電路最大輸出功率相等。在同等位移激勵作用下，S-SSHI/P-SSHI電路回收到的電能較SEH電路回收的電能高14倍，較SECE電路回收的能量高2倍左右。

雖然在相同條件下，S-SSHI/P-SSHI電路的最大輸出功率相等，但S-SSHI電路更適合應用在負載阻抗較小的壓電式能量收集器中。

2.6 雙同步開關電感電路

為了實現能量提取電路既能保持高的能量提取效率，又能保證它的輸出功率不受后端負載影響，Lallart M等人[28]結合S-SSHI與SECE電路提出了一種新的能量提取電路，即雙同步開關電感電路(DSSH)，具體電路如圖9所示。

圖9 雙同步開關電感電路原理

該能量提取電路由兩部分組成，前面一部分由電感L1、開關S1、全波整流橋組成，可以看作是SECE電路；后面一部分由電容器Cr、開關S2、電感L2、續(xù)流二極管D 組成的一個Buck-Boost開關變壓電路。

可以結合SECE與S-SSHI電路的工作過程分析雙同步開關電感電路的工作過程。在外界振動激勵源的作用下，壓電元件的振動位移達到峰值時立刻閉合開關S1，此時壓電元件內部鉗位電容器Cp與電感L1發(fā)生振蕩，經過1/2個LC振蕩周期后，壓電元件上積累的電荷全部轉移到中間儲能電容器Cr內。轉移完成后，立刻將開關S1斷開，再馬上將開關S2閉合，這時整流橋后面的Buck-Boost開關轉換器進入工作狀態(tài)，歷經1/4個LC振蕩周期后，電容器Cr儲存的能量完全轉移到電感L2上。

Lallart M等人[28]通過研究發(fā)現:當壓電元件的振動位移幅值在2mm時，DSSH電路的平均輸出功率至少較SEH電路的平均輸出功率高4倍,較SECE電路高50%左右。同時，Buck-Boost開關電路的轉換效率高達90%左右。

2.7 自供電的能量提取電路

前文所述的各種開關式的能量提取電路雖然能量回收效率較傳統(tǒng)能量提取電路有所提高，但實現都對開關閉合控制的要求非常高，往往需要借助外供電的DSP控制系統(tǒng)才能實現電路的正常工作。但輔助電路自身的功耗也需要考慮，甚至有可能超過能量收集器從環(huán)境中回收的能量。為了解決這個問題，提出了利用能量收集器收集到的能量為開關控制輔助系統(tǒng)供電的能量提取電路，即自供電的能量提取電路。

Shi G等人[29]在SECE電路的基礎上，提出了一種自供電的同步電荷提取電路SP-OSEC。該電路使用兩個無源峰值檢測電路對壓電元件兩端電壓的極性進行檢測和對壓電元件上累積的電荷進行提取，具體電路如圖10所示。

圖10 自供電的同步電荷提取電路

電路由電容器C1、晶體管Q3，二極管D4,D5組成正峰值檢測電路，電容器C2,晶體管Q1，二極管D4,D5組成負峰值檢測電路，峰值檢測電路與前文提及的各種能量提取電路結構中的整流橋電路元件復用。晶體管Q2,Q4實現開關S1,S2的功能。當Q1,Q3截止時，下拉電阻器Rpd1,Rpd2用來確保晶體管Q2,Q4的基極接地。

該電路的工作過程可分為4個階段:

1)自然充電階段:在外界振動激勵源的作用下，壓電元件發(fā)生位移，壓電元件的鉗位電容器Qp上開始積累電荷。當Qp兩端電壓大于晶體管Q1的基射極導通電壓和二極管的導通壓降時，電容器Cp上積累的電荷開始向電容器C1轉移。壓電元件的位移達到最大值時，Cp,C1兩端電壓也達到最大值，此時,壓電元件沒有電流流出。

2)電流反相階段:隨著壓電元件的反向運動，Cp上電壓因反向充電而減小。在二極管D4,D5的反向截止作用下，C1上電壓不會減小而導致Cp與C1上出現電壓差。當Cp與C1上的電壓差大于晶體管Q3基射極導通壓降時，Q3導通。

3)能量轉移階段:晶體管Q3導通后，晶體管Q4也隨之導通。此時電感L與Cp發(fā)生振蕩，經1/4個LC諧振周期后，Cp上累積的電荷全部被轉移到電感L上。當壓電元件上累積的電荷全部轉移到L上時，晶體管Q3,Q4截止。

4)電感續(xù)流階段:晶體管Q3,Q4截止后，在二極管的續(xù)流作用下，L上存儲的能量被轉移到Cr上，以便為后端負載供電。

Shi G等人[29]通過實驗對該電路的能量回收效率進行了研究，表明:電路的能量回收效率大于80%，最高可達到85.1%，SP-OSEC電路的輸出電壓最高達到30V。

3 對各種能量提取電路的分析

壓電元件的機電耦合系數、能量提取電路能輸出低電壓、能量提取效率是否受負載的影響、能量提取電路實現的難易程度、開關控制電路自供電等因素對能量提取電路的設計具有重要的參考價值[30]。表1對前文提及的7種不同形式的能量提取電路進行了對比分析。√表示對該種情況的適宜度友好;×表示對該種情況的適宜度不友好;-表示對該種情況的適宜度一般。

表1 能量提取電路的分類表

為了壓電式能量收集器能在實際中得到廣泛地應用，能量提取電路的易實現性、與負載無關性是必須解決的問題。而設計出能自供電的能量提取電路對提高能量的回收效率有重要的意義，是目前各國關注及研究的重點。

4 結 論

對壓電式能量收集器中的能量提取電路的當下相關研究動態(tài)和研究進展作了較為合理的分類和詳細的闡述。并對當前各種壓電能量提取電路的適用環(huán)境作了分析，總結出未來能量提取電路的研究趨勢及方向?？梢钥闯?設計可自供電并且適于不同工作環(huán)境的能量提取電路，對壓電式能量收集器的進一步發(fā)展具有重要的作用。壓電式能量收集器作為一種長壽命、清潔無污染的能源，在可預見的將來有望成為化學電池的替代品，在微機電系統(tǒng)以及各種低功耗的無源傳感器中獲得廣泛應用。

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