張啟亮，劉倩影

(國網(wǎng)山東省電力公司 濟寧供電公司， 山東 濟寧 272000)

一種新型直流變換器控制策略研究

張啟亮，劉倩影

(國網(wǎng)山東省電力公司 濟寧供電公司， 山東 濟寧 272000)

針對共地三電平Boost直流變換器的飛跨電容電壓嚴重偏離1/2輸出電壓及準(zhǔn)Z源Boost直流變換器的開關(guān)器件電壓應(yīng)力大等問題，提出一種新型準(zhǔn)Z源三電平Boost直流變換器。為實現(xiàn)其輸入電壓范圍寬、輸出電壓響應(yīng)快、能量轉(zhuǎn)換效率高等性能，采取交錯調(diào)制和移相調(diào)制策略進行仿真試驗。通過增益范圍、電壓應(yīng)力、電流應(yīng)力、器件選型等方面的試驗對比，驗證了交錯調(diào)制策略下變換器運行特性更優(yōu)。

共地三電平；準(zhǔn)Z源；Boost直流變換器；交錯調(diào)制策略

當(dāng)今社會能源危機和環(huán)境污染愈演愈烈，電力驅(qū)動以其無污染、可靠性高、環(huán)境適應(yīng)性強等優(yōu)點而備受關(guān)注。目前，傳統(tǒng)三電平Boost直流變換器具有開關(guān)器件電壓應(yīng)力低和儲能電容、電感體積小的優(yōu)點，但仍存在輸入輸出不共地的問題；共地三電平Boost直流變換器雖保留了傳統(tǒng)三電平Boost直流變換器1/2輸出電壓的開關(guān)器件電壓應(yīng)力的優(yōu)點，但在實際應(yīng)用中仍存在飛跨電容電壓嚴重偏離1/2輸出電壓的現(xiàn)象[1]。傳統(tǒng)Z源Boost直流變換器利用Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)把輸入燃料電池和輸出高壓負載連接起來，通過控制功率開關(guān)的導(dǎo)通時間提升了變換器的升壓能力。與傳統(tǒng)Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)相比，準(zhǔn)Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)電路拓撲輸入和輸出有一個公共的接地點，有效減少了電磁干擾[2-3]，但其開關(guān)器件電壓應(yīng)力依然較大。針對以上問題，本文提出一種非常適用于新型準(zhǔn)Z源三電平的Boost直流變換器直流升壓變換器，并采取移相調(diào)制和交錯調(diào)制策略對其進行了仿真試驗。通過增益范圍、電壓應(yīng)力、電流應(yīng)力、器件選型的對比分析，最終選擇出更適合直流變換器的調(diào)制策略[4-5]。

1 新型準(zhǔn)Z源三電平Boost直流變換器

1.1 新型Boost直流升壓變換器的拓撲結(jié)構(gòu)

針對共地三電平Boost直流變換器和準(zhǔn)Z源Boost直流變換器存在的問題，對現(xiàn)有變換器拓撲進行了改進，提出一種新型準(zhǔn)Z源三電平Boost直流變換器，其拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。圖1中：二極管D1，電感L1、L2和電容C1、C2組成準(zhǔn)Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)；電感L2，功率開關(guān)Q1、Q2，二極管D2、D3，飛跨電容C3和輸出側(cè)濾波電容C4組成三電平升壓變換器；二極管DFC串聯(lián)于燃料電池輸出側(cè)，防止電流回流。新型準(zhǔn)Z源三電平Boost直流變換器同時具有準(zhǔn)Z源Boost直流變換器能力強和三電平Boost直流變換器電壓應(yīng)力小的特性。

圖1 新型準(zhǔn)Z源三電平Boost直流變換器拓撲Fig.1 Novel quasi-Z-source three-level BoostDC converter topology

1.2 新型Boost直流升壓變換器的工作原理

在電感電流連續(xù)情況下，該變換器有四種可能的開關(guān)狀態(tài)，分別為狀態(tài)1、狀態(tài)2、狀態(tài)3和狀態(tài)4，設(shè)四種開關(guān)狀態(tài)下的變換器功率開關(guān)Q1、Q2和二極管D1、D2、D3的開關(guān)狀態(tài)表如表1所示。

表1拓撲四種開關(guān)狀態(tài)

Tab.1Fourswitchingstatesoftopology

開關(guān)狀態(tài)Q1Q2D1D2D3狀態(tài)111000狀態(tài)201110狀態(tài)300110狀態(tài)410101

2 新型變換器調(diào)制策略

根據(jù)準(zhǔn)Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)的工作原理，二極管D1的開關(guān)狀態(tài)受變換器功率開關(guān)Q1、Q2控制。該變換器的調(diào)制策略由功率開關(guān)Q1、Q2的開關(guān)狀態(tài)決定，可行的調(diào)制策略有：

1) 移相調(diào)制策略。Q1和Q2的導(dǎo)通持續(xù)時間相同，通過載波移相使得Q1和Q2具有01、11、10、00四種開關(guān)狀態(tài)；

2) 交錯調(diào)制策略。Q1和Q2的導(dǎo)通持續(xù)時間相同，通過載波移相使得Q1、Q2只具有01、11、10三種開關(guān)狀態(tài)[6-7]。

2.1 移相調(diào)制策略

新型變換器移相調(diào)制策略主要工作波形如圖2所示，其中，m為調(diào)制度，α為移相角系數(shù)，移相角度P=α×360°。

由圖2可知，在載波周期T內(nèi)，開關(guān)狀態(tài)1～4所占的時間t1、t2、t3、t4為

圖2 新型變換器移相調(diào)制控制信號圖Fig.2 Phase modulation control signal diagramof a novel converter

(1)

在載波周期T內(nèi)，要求t1、t2、t3、t4均大于零，則有

0<α

(2)

根據(jù)伏秒平衡原理，電感電流在每個載波周期內(nèi)儲存和釋放電量相等，分別對電感L1、L2建立平衡方程為

(3)

由式(1)、(3)得

(4)

在移相調(diào)制策略下，變換器運行在開關(guān)狀態(tài)1、3時飛跨電容C3電壓為保持狀態(tài)，運行在狀態(tài)2、4下時有

(5)

由式(5)可知，準(zhǔn)Z源三電平Boost直流變換器通過準(zhǔn)Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)中兩個電容的箝位作用，在不需要采用額外電容電壓平衡控制策略條件下，使得飛跨電容C3兩端的電壓UC3始終動態(tài)跟隨輸出電壓UO的0.5倍。

由式(4)、(5)得新型準(zhǔn)Z源三電平Boost直流變換器在移相調(diào)制策略下的電壓增益MT為

(6)

式(6)中0<α

為實現(xiàn)理論輸出電壓增益為2～+∞，當(dāng)電壓增益為2時，式(6)分母中1-2m-2α=1成立，此時移相系數(shù)α為0.25，即Q1、Q2的驅(qū)動信號相移90°，代入到式(6)得變換器在移相90°調(diào)制策略下的電壓增益M1為

(7)

式(7)中0.25

2.2 交錯調(diào)制策略

保持功率開關(guān)Q1驅(qū)動信號載波不變，對功率開關(guān)Q2載波進行移相處理，使功率開關(guān)僅有01、11、10三種開關(guān)狀態(tài)，實現(xiàn)了變換器的交錯調(diào)制策略。變換器在交錯調(diào)制策略下控制信號波形圖如圖3所示。

采用交錯調(diào)制策略的新型變換器在運行時，只存1、2、4三種狀態(tài)，由圖3可得在一個載波周期T內(nèi)，開關(guān)狀態(tài)1、2、4所占的時間T1、T2、T4為

(8)

保證變換器工作在交錯調(diào)制策略下，要求調(diào)制度m> 0.5，m>α成立。通過分析圖3發(fā)現(xiàn)，一個載波周期T內(nèi)儲能電感L1、L2有兩個充電過程和兩個放電過程。其中，電感的兩個放電時間相同，兩個充電時間分配的不同，充電時間不同導(dǎo)致電感電流波動的幅值變化。當(dāng)兩個充電時間相同時，電感電流波動最小，此時有

m-α=m+α-1

(9)

計算得α=0.5，即功率開關(guān)Q2三角形載波的移相角為180°。此時，電感在整個載波周期存在兩次充放電過程，且兩個充放電過程時間完全相同，實現(xiàn)了電感電流倍頻。功率開管Q1、Q2的工作頻率是電感電流波動頻率的一半，大大減小了電感的體積。充電時間的平均分配使得二極管D1的導(dǎo)通、截止時間分配更加合理，避免變換器在高增益條件下，出現(xiàn)極端占空比。

圖3 新型變換器交錯調(diào)制控制信號圖Fig.3 Interlaced modulation control signal diagram ofa novel converter

根據(jù)伏秒平衡原理，電感在一個載波周期T內(nèi)儲存和釋放的電量相等，分別對電感L1、L2建立伏秒平衡方程為

(10)

將式(8)代入式(10)中整理得

(11)

由于拓撲運行在狀態(tài)1時飛跨電容C3的電壓為保持狀態(tài)，結(jié)合運行在狀態(tài)2、4時有

(12)

由式(11)可以看出，新型變換器電容C1、C2所承受的電壓應(yīng)力與兩電平準(zhǔn)Z源Boos直流變換器相比大大減小。由式(12)可知，不用任何均壓措施，僅靠拓撲本身結(jié)構(gòu)使得飛跨電容C3的電壓UC3動態(tài)跟隨輸出電壓Uo的0.5倍，從而使變換器的控制策略更加簡單。

由式(11)、(12)可以得出新型準(zhǔn)Z源三電平Boost變換器在交錯調(diào)制策略下的電壓增益M2為

(13)

式(13)中調(diào)制度0.5

3 兩種調(diào)制策略下變換器穩(wěn)態(tài)性能對比分析

新型變換器所采用的兩種調(diào)制策略都有良好的寬范圍升壓能力，圖4是兩電平準(zhǔn)Z源Boost直流變換器、三電平Boost直流變換器、交錯調(diào)制三電平準(zhǔn)Z源Boost直流變換器和移相調(diào)制三電平準(zhǔn)Z源Boost直流變換器電壓增益M和功率開關(guān)調(diào)制度m之間的關(guān)系。

圖4 四種變換器的電壓增益曲線Fig.4 Voltage gain curves of four converters

由圖4可以看出，準(zhǔn)Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)的加入使變換器的升壓增益得到大大加強，三電平準(zhǔn)Z源Boost直流變換器在兩種調(diào)制策略下都具有較寬的升壓范圍。下面分析兩種調(diào)制策略下變換器的穩(wěn)態(tài)運行特性，將其進行全面的比較。

3.1 開關(guān)器件的電壓應(yīng)力

在交錯調(diào)制策略且電感電流連續(xù)條件下，變換器只存在1、2、4三種狀態(tài)，開關(guān)器件Q1、Q2、D1、D2、D3截止時的電壓應(yīng)力為

(14)

結(jié)合式(4)、(14)得開關(guān)器件Q1、Q2、D1、D2、D3截止時的電壓應(yīng)力為

(15)

由式(15)可以看出新型準(zhǔn)Z源三電平Boost直流變換器在交錯調(diào)制策略下，開關(guān)器件的電壓應(yīng)力為1/2輸出電壓。 同理，在移相調(diào)制策略且電感電流連續(xù)條件下，新型變換器開關(guān)器件的電壓應(yīng)力也為1/2輸出電壓。

3.2 開關(guān)器件的電流應(yīng)力

新型變換器工作在電感電流連續(xù)條件下，IO為變換器的輸出電流，UO為變換器輸出的電壓，R為變換器負載電阻，則有

(16)

準(zhǔn)Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)中流過電感L1和L2的電流相等，在不考慮損耗的情況下，新型變換器的輸入功率等于輸出功率，設(shè)本文所提變換器的升壓增益為M，則有

iL1=iL2=M×IO

(17)

在交錯調(diào)制工作條件下，電容在一個在載波周期T內(nèi)儲存和釋放的能量相等，電容C1、C2、C3、C4的安秒平衡方程為

(18)

整理式(16)～(18)得各開關(guān)器件的電流應(yīng)力為

(19)

同理，在移相調(diào)制工作條件下，電容在一個在載波周期T內(nèi)儲存和釋放的能量相等，各開關(guān)器件的電流應(yīng)力為

(20)

通過對比式(19)、(20)發(fā)現(xiàn)：當(dāng)新型變換器的升壓增益同為M時，功率開關(guān)Q1、Q2的電流應(yīng)力相同均為輸出電流的2M倍；二極管D1在交錯調(diào)制策略下的電流應(yīng)力比移相調(diào)制策略下的電流應(yīng)力小4(M×IO)/(M+2)；二極管D2、D3在交錯調(diào)制策略下的電流應(yīng)力比移相調(diào)制策略下的電流應(yīng)力小8IO/(M+2)。與移相調(diào)制策略相比，采用交錯調(diào)制策略能夠降低二極管D1、D2、D3的電流應(yīng)力，在一定程度上減小了變換器的損耗。

3.3 電感值的選取

根據(jù)圖3可知，在交錯調(diào)制策略下，當(dāng)功率開關(guān)Q1、Q2均導(dǎo)通時，二極管D1截止，電感L1、L2處于充電狀態(tài)，設(shè)電感L1、L2的電流波動為ΔiL1、ΔiL2，變換器的開關(guān)頻率為f，則有

結(jié)合式(11)、(13)，將式(12)中的調(diào)制度m和電容電壓UC1、UC2用輸入電壓Uin和輸出電壓UO表示得

同理，在移相調(diào)制策略下，調(diào)制度m和電容電壓UC1、UC2用輸入電壓Uin和輸出電壓UO表示得

在電感電流波動大小，功率開關(guān)頻率，輸出電壓相等的條件下，對兩種調(diào)制策略下電感感值進行選取。當(dāng)輸入電壓40 V，輸出電壓400 V，輸出功率為1 200 W時電感電流平均值最大。此時，移相調(diào)制策略下所需的電感值是交錯調(diào)制策略下的1.78倍。交錯調(diào)制策略下，所需電感感值小，既節(jié)約了繞線所用的原料，減小了電感體積，又降低了電感本身的銅耗和鐵耗，提高了變換器的效率。

3.4 電容值的選擇

根據(jù)圖3可知，在交錯調(diào)制策略下，設(shè)電容C1、C2、C3和C4的電壓波動為ΔUC1、ΔUC2、ΔUC3和ΔUC4，變換器的開關(guān)頻率為f，則

交錯調(diào)制策略下的電容電壓UC1、UC2由式(11)可得，新型變換器升壓增益M為10時調(diào)制度m=0.7。同理，移相調(diào)制策略下，新型變換器升壓增益M為10時調(diào)制度m=0.65。

4 結(jié) 論

新型準(zhǔn)Z源三電平Boost直流變換器從拓撲結(jié)構(gòu)上可以有效緩解共地三電平Boost直流變換器、準(zhǔn)Z源Boost直流變換器面臨的局限性，并且通過交錯調(diào)制和移相調(diào)制策略兩種控制策略的對比分析發(fā)現(xiàn)，交錯調(diào)制策略下變換器在增益范圍、電壓應(yīng)力、電流應(yīng)力、器件選型等方面特性更優(yōu)，因此本文選擇交錯調(diào)制策略作為新型準(zhǔn)Z源三電平Boost直流變換器的控制策略。

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A novel DC converter control strategy

ZHANG Qiliang, LIU Qianying

(Jining Power Supply Company of State Grid Shandon Electric Power Co., Ltd, Jining 272000, China)

For problems such as the serious deviation of flying capacitor voltage of common-ground three-level Boost DC converter from 1/2 output voltage and high voltage stress for the switching device of the quasi-Z-source Boost DC converter, a novel quasi-Z-source three-level Boost DC converter is introduced. In order to realize the performances such as wide range of input voltage, fast response of output voltage and high efficiency of energy conversion, the simulation experiment is carried out by using interlaced modulation and phase modulation strategies. Through the comparison tests of the gain range, voltage stress, current stress and device selection, it is verified that the performance of the converter under the interlaced modulation strategy is better.

common-ground three level; quasi-Z source; Boost DC converter; interlaced modulation strategy

2017-04-06;

2017-07-11。

張啟亮(1987—)，男，工程師，主要研究方向為配網(wǎng)調(diào)度控制。

TM46

A

2095-6843(2017)06-0531-05

(編輯侯世春)