高裴石,王佳寧,張 興

(合肥工業(yè)大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院,合肥 230009)

基于氮化鎵器件的BoostPFC設(shè)計(jì)與損耗分析

高裴石,王佳寧*,張 興

(合肥工業(yè)大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院,合肥 230009)

基于硅(Si)器件的PFC Boost已被廣泛研究。由于Si器件特性已經(jīng)被使用接近極限,基于其的變換器特性也很難再提高。氮化鎵(GaN)器件的逐漸普及為變換器性能提高到一個(gè)新的等級(jí)提供了可能。系統(tǒng)介紹一款基于GaN器件的Boost PFC的設(shè)計(jì),從主電路設(shè)計(jì)、效率分析到控制原理。最終選用NCP1654作為電路控制器并采用GaN HEMT及SiC二極管實(shí)現(xiàn)了一款300 W 200 kHz的PFC,最高理論效率達(dá)到98.1%。通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了系統(tǒng)設(shè)計(jì),展現(xiàn)了寬禁帶器件在提升系統(tǒng)效率方面的潛力。

Boost PFC;GaN;損耗分析;效率

Boost PFC已經(jīng)廣泛應(yīng)用于有源功率因數(shù)校正技術(shù)。變換器為實(shí)現(xiàn)高功率密度、快速響應(yīng)等要求,必須工作在高開關(guān)頻率。對(duì)于硬開關(guān)Boost,開關(guān)頻率的增加,開關(guān)損耗會(huì)顯著增大[1-2]。硬開關(guān)boost PFC損耗主要有3個(gè)部分:(1)輸出二極管損耗,二極管反向恢復(fù)電流使Boost開關(guān)損耗增加。對(duì)此,有研究者提出了使用SiC二極管替代Si二極管的解決方案,有效地降低了反向恢復(fù)電流帶來的損耗[3];(2)無源器件損耗,Boost無源器件損耗主要是電感損耗,已經(jīng)有很多研究者采用各種優(yōu)化設(shè)計(jì)降低電感體積,并減小電感損耗[4];(3)開關(guān)管損耗,受到Si器件材料屬性的限制,進(jìn)一步減小損耗很困難。氮化鎵高電子遷移率晶體管(GaN HEMT)相比傳統(tǒng)的Si MOSFET結(jié)電容更小以及開關(guān)速度更快,成為提高效率的一個(gè)選擇[5]。

1 主電路設(shè)計(jì)

1.1 Boost PFC電路圖

如圖1電網(wǎng)電壓Uac經(jīng)過整流橋整流的到饅頭波Uin。通過開關(guān)管的占空比來控制IL相位和幅值,使功率因數(shù)接近1。其中Boost級(jí)功率電路起到了功率因數(shù)校正和升壓的作用[6]。

圖1 Boost PFC 電路圖

主電路參數(shù)設(shè)計(jì)目標(biāo)如表1所示。

表1 主電路參數(shù)設(shè)計(jì)目標(biāo)

1.2 電感設(shè)計(jì)

Boost PFC電感設(shè)計(jì)需要考慮兩個(gè)部分,一是電感電流有效值與最大瞬時(shí)值,二是電感的感值。

電感電流波形如圖2所示。假設(shè)效率η為90%,電感平均電流最大有效值、電感平均電流的最大值、電感電流紋波峰峰值分別為:

圖2 電感電流示意圖

電感實(shí)際電流的最大瞬時(shí)值為電感平均電流最大值加上紋波峰峰值的一半。

根據(jù)設(shè)計(jì)目標(biāo),設(shè)紋波的峰峰值為電感平均電流最大值的20%,可得電感感值。

1.3 輸出電容設(shè)計(jì)

輸出電容要考慮兩個(gè)部分:一是電容容值滿足輸出紋波的要求;二是電容的等效串聯(lián)電阻要足夠低,以降低等效電阻造成的損耗,使輸出電容紋波滿足目標(biāo)要求,則

式中:ΔUpp,max是輸出電壓紋波的最大峰峰值,ω是輸入電壓的角頻率。

1.4 開關(guān)管與二極管設(shè)計(jì)

開關(guān)管源漏極電壓Uds在關(guān)斷時(shí)被輸出電容鉗位,Uds=390 V,開通時(shí)源漏極電流Ids等于電感電流IL。二極管在關(guān)斷時(shí)被輸出電容鉗位,承受反向電壓UD=-390 V,最大電流有效值

=1.97 A

式中:Iac,peak是輸入電流最大值,T是輸入電壓Uac的周期。

如表2所示,開關(guān)管額定電壓600 V,額定電流9 A,二極管額定電壓600 V,額定電流2 A,符合設(shè)計(jì)要求。

圖3 級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)的GaN HEMT

器件參數(shù)電感L410μH輸出電容Cout240μF整流橋KBU606(600V6A)開關(guān)管THP3002PD(GaN600V)或IPD60R450E6(SiCOOLMOS)二極管TPS3012PK(GaN)或C3D02060A(SiC)控制器NCP1654

如圖3設(shè)計(jì)中選用的開關(guān)管是Transphorm公司的級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)GaN HEMT THP3002PS。表3是兩個(gè)相同功率等級(jí)的GaN HEMT與最高工藝水平Si COOLMOS的主要參數(shù)對(duì)比。GaN HEMT門極電荷總量與結(jié)電容小使其擁有更快的開通速度,同時(shí)通態(tài)電阻小,導(dǎo)通損耗會(huì)更低。綜上設(shè)計(jì),主電路參數(shù)如表2所示,其中開關(guān)管選擇相同功率等級(jí)與封裝進(jìn)行GaN與SiCOOLMOS對(duì)比計(jì)算。由于二極管反向恢復(fù)電流損耗的問題,很多論文已經(jīng)提出使用沒有反向恢復(fù)電流的SiC 二極管代替Si二極管能大大降低開關(guān)損耗的方案。GaN二極管也沒反向恢復(fù)電流,因此選用相同功率等級(jí)的GaN二極管與SiC二極管進(jìn)行損耗對(duì)比計(jì)算,主要參數(shù)如表4所示。

表3 GaN HEMT與Si MOSFET主要參數(shù)

表4 SiC、GaN二極管主要參數(shù)對(duì)比

2 損耗計(jì)算與對(duì)比分析

2.1 占空比

BoostPFC在工作時(shí)輸入電壓瞬時(shí)值Uin(t)變化會(huì)引起開關(guān)管占空比D(t)變化,根據(jù)電感的秒伏平衡可得:

Uin,peak|sin(ωt)|·ton=(Uout-Uin,peak|sin(ωt)|)·toff

則開關(guān)管占空比

式中:ton、toff分別是開關(guān)管導(dǎo)通與關(guān)斷時(shí)間。

2.2 整流橋損耗

整流橋損耗主要是導(dǎo)通損耗

式中:Uf是整流橋中二極管正向?qū)妷骸?/p>

2.3 二極管損耗

二極管開通損耗小,由于GaN與SiC二極管沒有反向恢復(fù)電流,關(guān)斷損耗小,都可以忽略不計(jì)。二極管的損耗主要有兩部分:導(dǎo)通損耗Pcon、結(jié)電容損耗PC,公式如下[7-8]。

導(dǎo)通損耗

式中:Vf是二極管正向?qū)妷骸?/p>

二極管結(jié)電容造成的容性開通損耗

式中:Qc是二極管結(jié)電容電荷總量。

2.4 開關(guān)管損耗

開關(guān)管損耗主要分4部分:開通損耗Pon,關(guān)斷損耗Poff,導(dǎo)通損耗Pcon,驅(qū)動(dòng)損耗Pg,公式如下[6-7]。

開通損耗

式中:Coss為開關(guān)管輸出電容。

導(dǎo)通損耗

關(guān)斷損耗

式中:tr是開關(guān)管關(guān)斷時(shí)電壓Uds上升時(shí)間。

驅(qū)動(dòng)損耗

Boost中開關(guān)管導(dǎo)通瞬間二極管關(guān)斷并產(chǎn)生反向恢復(fù)電流,反向恢復(fù)電流增加了開關(guān)管的開通損耗,增加部分的損耗等于二極管Poff。

2.5 其他損耗

檢測(cè)電阻損耗

Psense=

電容等效電阻損耗

Pc=

不同時(shí)刻電感電壓UL與開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間Ton不同導(dǎo)致磁感應(yīng)強(qiáng)度變化量ΔB在不同的開關(guān)周期內(nèi)都不相同。

式中:Ae為電感磁芯有效截面積。

根據(jù)斯坦梅茨公式,電感的磁芯損耗為

選用的磁芯型號(hào)為POT3019,材料PC40,K=16.9,α=1.25,β=2.35,Ve=6 147.1 mm3。

電感的繞組損耗

2.6 損耗計(jì)算結(jié)果對(duì)比與分析

選擇4組不同開關(guān)器件的組合,根據(jù)電路參數(shù)與損耗計(jì)算公式,計(jì)算出各器件功率損耗,計(jì)算結(jié)果如圖4～圖6所示。這4組組合分別是GaN開關(guān)管與Si二極管、GaN開關(guān)管與SiC二極管、Si開關(guān)管與GaN二極管、Si開關(guān)管與SiC二極管。

圖4 二極管損耗分布

圖5 開關(guān)管損耗分布

損耗計(jì)算公式與結(jié)果表明,開關(guān)管與二極管的改變,并不會(huì)對(duì)其他器件的損耗產(chǎn)生影響,因此只需要對(duì)開關(guān)管與二極管的損耗進(jìn)行分析就能得到最優(yōu)效率組合。圖4是輸入電壓為90 V與260 V、輸出功率為300 W時(shí)的二極管損耗分布情況。GaN二極管導(dǎo)通電壓低于SiC二極管,使得導(dǎo)通損耗相對(duì)較低,但差別不大;GaN二極管結(jié)電容電荷量約為SiC二極管的4倍,導(dǎo)致結(jié)電容損耗大大增加,損耗差別大。GaN二極管總損耗要大于SiC二極管。圖5是輸入電壓為90 V與260 V、輸出功率為300 W時(shí)的開關(guān)管損耗分布情況。GaN開關(guān)管比Si開關(guān)管的開關(guān)速度快,開通損耗相同,關(guān)斷損耗比Si開關(guān)管低,在輸入電壓大時(shí),關(guān)斷損耗差對(duì)總損耗差的影響最大;GaN導(dǎo)通電阻小使其導(dǎo)通損耗小,并且在輸入電壓低時(shí),導(dǎo)通損耗差別明顯,對(duì)總效率的影響會(huì)更大,在輸入電壓高時(shí),由于輸入電流低、開關(guān)管開通時(shí)間短,導(dǎo)通損耗低,導(dǎo)通損耗差別小;GaN門極電荷總量相對(duì)Si小很多,則驅(qū)動(dòng)損耗小,驅(qū)動(dòng)損耗總量小,相對(duì)于總損耗而言幾乎沒有影響。輸入電壓低時(shí),開關(guān)管導(dǎo)通損耗的差別對(duì)總損耗差影響最大;輸入電壓高時(shí),關(guān)斷損耗的差別對(duì)總損耗差影響最大。GaN HEMT的總損耗低于Si CoolMOS總損耗。

圖6 Boost PFC理論計(jì)算效率

總效率如圖6所示,輸入電壓為260 V時(shí),GaN開關(guān)管與SiC二極管組合效率最高,滿載時(shí)能達(dá)到98.1%,比效率最低的Si開關(guān)管與GaN二極管組合高了1%。輸入電壓為90 V時(shí),GaN開關(guān)管與SiC二極管組合效率最高,在滿載時(shí)能達(dá)到95.7%,比效率最低的Si開關(guān)管與GaN二極管組合高了2%。同時(shí),GaN二極管導(dǎo)通損耗低于SiC二極管,以及GaN開關(guān)管在導(dǎo)通電阻上低于Si開關(guān)管,會(huì)讓它們?cè)趯?dǎo)通損耗上相對(duì)較低。因此,在輸出功率大導(dǎo)致輸入電流較大時(shí),GaN開關(guān)管與GaN開關(guān)管組合的效率會(huì)超過Si開關(guān)管與SiC二極管組合。最后,選用GaN開關(guān)管與SiC二極管這個(gè)效率最高的組合制作了PFC boost原型機(jī)并進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。

3 PFC boost控制原理與建模

3.1 控制原理

PFC的控制目標(biāo):(1)輸入電流跟隨輸入電壓;(2)輸出電壓穩(wěn)定。設(shè)計(jì)中采用了NCP1654的通過控制輸入阻抗來控制輸入電流的控制方法。目前,已經(jīng)有NCP1654控制器的應(yīng)用與設(shè)計(jì)文獻(xiàn)[9],但這些文獻(xiàn)對(duì)于控制原理的闡述不全面或者有誤,也沒有建立小信號(hào)模型進(jìn)行控制器設(shè)計(jì)。

圖7 控制框圖

圖9 PWM發(fā)生器時(shí)序圖

控制框圖如圖7,電路采用雙環(huán)控制,電壓環(huán)為外環(huán),控制輸出電壓穩(wěn)定。電流環(huán)為內(nèi)環(huán),以乘法器輸出的VM加鋸齒波補(bǔ)償后,與VREF比較,產(chǎn)生PWM驅(qū)動(dòng)方波控制電流。PWM發(fā)生器結(jié)構(gòu)與時(shí)序圖如圖8和圖9所示[10]。

圖8 PWM發(fā)生器

由秒伏平衡,輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系。

(1)

式中:Ts為開關(guān)管開關(guān)周期,ton為開關(guān)管開通時(shí)間。由于輸入濾波電容Cfliter吸收了開關(guān)管開通與關(guān)斷產(chǎn)生的高頻分量,使

Iin=IL-50

(2)

將式(1)、式(2)代入輸入阻中,得式(3)

(3)

t0時(shí)刻,時(shí)鐘Clock信號(hào)置1,直到t1時(shí)刻,時(shí)鐘Clock信號(hào)置0。觸發(fā)下降沿信號(hào)使鎖存器輸入端S=1,此時(shí)由于Vramp小于VREF,R=0,鎖存器輸出Q=1,開關(guān)管開通,電感電流IL與Vm升高。t2時(shí)刻,Vramp增加到VREF,比較器輸出為1,R=1,鎖存器輸出Q=0,開關(guān)管關(guān)斷,電感電流IL與Vm降低?？傻?

(4)

式中:設(shè)電流源Ich為,

(5)

將式(5)代入(4)得,

(6)

將式(6)代入(3)得,

(7)

式中:Vout與VREF是常數(shù),要使Zin為常數(shù),則Vm/IL-50為常數(shù)。將Vm設(shè)置為,

(8)

式中:Km為比例系數(shù),電壓外環(huán)電壓誤差放大器輸出電Vc(s)=Hu(s)Vout(s)

將式(8)代入式(7)得式(9)

(9)

由式(9)知,輸入阻抗Zin為常數(shù),Iin在幅值和相位上跟隨Uin。

3.2 小信號(hào)模型

由3.1節(jié)的控制策略建立小信號(hào)模型,分析控制系統(tǒng)是否穩(wěn)定,若不穩(wěn)定需要進(jìn)行補(bǔ)償設(shè)計(jì)。假設(shè)Boost PFC無損耗,根據(jù)功率守恒可得輸出功率與輸出電流,以此建立系統(tǒng)的大信號(hào)模型。圖10中RESR為輸出電容串聯(lián)等效電阻,Cout為輸出電容,RL為負(fù)載電阻。

(10)

(11)

圖10 Boost PFC大信號(hào)模型

考慮Vc、Uin(rms)、Vout的小信號(hào)分量擾動(dòng),可以導(dǎo)出小信號(hào)模型。圖11中電流源I1與I2分別由Vc與Uin(rms)小信號(hào)分量擾動(dòng)產(chǎn)生,RL/2由Vout小信號(hào)分量擾動(dòng)產(chǎn)生。

圖11 Boost PFC小信號(hào)模型

控制中Uin(rms)的采樣經(jīng)過了低通濾波器,可不考慮Uin(rms)的小信號(hào)分量擾動(dòng),小信號(hào)模型等效為圖12。

圖12 Boost PFC小信號(hào)等效模型

圖12可以導(dǎo)出控制到輸出的傳遞函數(shù)。

3.3 補(bǔ)償電路

根據(jù)3.3節(jié)的控制到輸出的傳遞函數(shù)H(s)繪制開環(huán)增益幅頻特性曲線如圖13,補(bǔ)償前低頻段增益不夠大,高頻段增益不夠小,且由于RESR與Cout不確定,無法判斷增益曲線在穿越0 dB時(shí)是否斜率為-20 dB/dec,為了控制系統(tǒng)的穩(wěn)定,需要進(jìn)行補(bǔ)償。

圖13 開環(huán)增益幅頻特性曲線示意圖

圖14為電壓環(huán)補(bǔ)償電路,其中Rfb1,Rfb2為輸出電壓采樣電阻,Vref為輸出電壓參考值,GEA為跨導(dǎo)誤差放大器增益,輸出到控制的傳遞函數(shù)為

圖14 電壓環(huán)補(bǔ)償電路

對(duì)補(bǔ)償電路零極點(diǎn)位置進(jìn)行設(shè)計(jì),如圖13將H(S)的零點(diǎn)、極點(diǎn)與Hc(S)的零點(diǎn)、極點(diǎn)相消,開環(huán)增益幅頻曲線在補(bǔ)償后,低頻段開環(huán)增益足夠大,且經(jīng)過穿越頻率時(shí),斜率為-20 dB/dec,經(jīng)過補(bǔ)償后的控制系統(tǒng)穩(wěn)定。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)

PSIM仿真驗(yàn)證了補(bǔ)償設(shè)計(jì)與主電路設(shè)計(jì)的正確性,如圖15、圖16,主電路達(dá)到功率因數(shù)校正與輸出電壓穩(wěn)定的目的。

圖15 Boost PFC PSIM仿真電路圖

圖16 PSIM仿真波形

圖17 BoostPFC原型機(jī)

根據(jù)設(shè)計(jì)參數(shù),制作了一臺(tái)Boost PFC原型機(jī),實(shí)物圖如圖17。Boost PFC原型機(jī)實(shí)驗(yàn)的輸入電流與輸入電壓以及輸出電壓波形如圖18、圖19。圖20是Boost PFC電路運(yùn)行時(shí)的關(guān)鍵波形,包括開關(guān)管Uds、Ugs、電感電壓電流UL與IL。用功率分析儀檢測(cè)了Boost PFC的在300 W輸出功率以及在輸入電壓90 V和260 V的條件下的功率因數(shù),測(cè)試結(jié)果如圖21。Boost PFC在輕載時(shí)功率因數(shù)較低,在滿載時(shí)功率因數(shù)為0.99以上,達(dá)到了功率因數(shù)校正的效果。

圖18 BoostPFC輸入電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形

圖22為Boost PFC實(shí)測(cè)效率與理論計(jì)算效率對(duì)比。由于器件溫度、雜散損耗、器件參數(shù)誤差、計(jì)算公式誤差、測(cè)量?jī)x器精度等原因,實(shí)測(cè)效率比理論計(jì)算低,但誤差小于1%,屬于合理范圍。

圖22 Boost PFC理論計(jì)算效率與實(shí)際測(cè)量效率

圖19 BoostPFC輸出電壓Uout實(shí)驗(yàn)波形

圖20 PFC boost關(guān)鍵波形

圖21 Boost PFC實(shí)測(cè)功率因數(shù)

5 總結(jié)

GaN HEMT低開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗,使其相對(duì)于Si CoolMOS在高頻Boost PFC中的表現(xiàn)出更高的效率。在輸出功率300 W、輸入電壓為90V時(shí),效率差別最大,GaN HEMT與SiC二極管組合比Si COOLMOS與SiC二極管組合高1%。GaN二極管與SiC二極管都沒有反向恢復(fù)電流造成的損耗,但GaN二極管的結(jié)電容電荷總量大于SiC二極管,導(dǎo)致結(jié)電容造成損耗過大,使其總損耗大于SiC二極管。當(dāng)流過二極管電流增大,二極管導(dǎo)通損耗會(huì)隨之增加,GaN二極管的導(dǎo)通損耗所占比重增加,以至于總損耗會(huì)低于SiC二極管。GaN二極管在損耗方面的表現(xiàn)總體上低于SiC二極管。

GaN HEMT在系統(tǒng)中比Si CoolMOS提高了1%的效率,在硬開關(guān)Boost PFC中是不小的提高,可以有效降低熱設(shè)計(jì)的難度。隨著GaN器件制作工藝水平的不斷,其成本會(huì)不斷降低、性能不斷提高;以及開關(guān)電源高頻化趨勢(shì),GaN器件的優(yōu)勢(shì)會(huì)相對(duì)傳統(tǒng)Si器件更加明顯。

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LossAnalysisandDesignofGaN-BasedBoostPFC

GAOPeishi,WANGJianing*,ZHANGXin

(School of Electrical Engineering and Automation,Hefei University of Technology,Hefei 230009,China)

Si-based PFC Boost has been widely studied. As the characteristics of Si devices have reached the limit,converter is very difficult to improve. The growing popularity of GaN devices have the capacity for improved converter performance to a new level. A design of Boost PFC GaN-based devices is introduced,from the main circuit design,loss analysis to control principle. Finally,the use of GaN HEMT and SiC diodes and selected NCP1654 as the controller achieves a 300 W 200 kHz PFC,the maximum theoretical efficiency reaches 98.1%. The system design is verified by simulation and experiment,which shows the potential of wide bandgap semiconductor device in improving system efficiency.

Boost PFC;GaN;loss analysis;efficiency

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.06.003

2016-10-31修改日期2017-01-03

TM91;TM46

A

1005-9490(2017)06-1339-09

高裴石(1990-),山東萊州,合肥工業(yè)大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院,在讀碩士,研究方向?yàn)閷捊麕О雽?dǎo)體的應(yīng)用,gaopeishi@qq.com;

王佳寧(1985-),安徽安慶,合肥工業(yè)大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院,副教授,研究方向?yàn)閷捊麕О雽?dǎo)體的應(yīng)用及寄生參數(shù)分析,jianingwang@hfut.edu.cn。