闞加榮,馮賽非,吳云亞,謝少軍,湯 雨

(1.鹽城工學院電氣工程學院,江蘇省鹽城市 224051;2.南京航空航天大學自動化學院,江蘇省南京市 210016)

應用于光伏微逆變器的柔性變換器

闞加榮1,馮賽非1,吳云亞1,謝少軍2,湯 雨2

(1.鹽城工學院電氣工程學院,江蘇省鹽城市 224051;2.南京航空航天大學自動化學院,江蘇省南京市 210016)

為滿足微逆變器高加權效率的要求,提出了一種適用于光伏微逆變器的柔性拓撲DC/DC變換器。柔性變換器包含兩種工作模式,分別是改進雙管正激工作模式與橋式工作模式,介紹了各自的工作原理,給出了變換器中變比與緩沖電感的設計準則。根據(jù)兩種工作模式下的開關損耗、導通損耗、驅(qū)動損耗以及鐵芯損耗分析,確定了柔性變換器兩種工作模式的切換閾值大小,并得到了變換器的占空比預計算與閉環(huán)微調(diào)相結合的控制策略。實驗結果證明所提柔性變換器性能優(yōu)良,并具有較高的加權效率。

微逆變器;柔性拓撲;改進雙管正激模式;橋式模式;損耗分析

0 引言

微逆變器是光伏發(fā)電的一個重要研究方向[1-2],相比于組串供電方式[3]和集中供電方式[4],微逆變器可保證光伏電池工作于最大功率點(MPP),具有模塊化設計、可熱插拔、冗余性好、可靠性高和安裝方便等一系列的優(yōu)點而廣受各界關注。

功率變換效率提升一直是光伏微逆變器的一個重要研究方向,為此研究人員提出了多種非隔離型微逆變器[5-6]和隔離型微逆變器[7]的電路結構。目前,隔離型微逆變器中研究較多的是反激微逆變器[8],另外正激[9]、推挽[10]、全橋[11]和Zeta[12]微逆變器也有相關研究,隔離型全橋和Zeta微逆變器的電路結構較復雜,不利于小功率情況下電路效率的提高,反激和正激型微逆變器的電路結構較簡單,但正激型微逆變器副邊整流二極管在峰值電流時換流,造成二極管的寄生振蕩和反向恢復損耗,效率難以提升;反激型微逆變器的功率受限于儲能變壓器,隨著單塊光伏電池功率的增加,近年交錯反激型微逆變器得到廣泛研究[8],但該類型微逆變器后級必須增加極性反轉工頻逆變器,這增加了微逆變器的復雜性。

目前,對新能源發(fā)電系統(tǒng)普遍采用加權效率來衡量,如歐洲效率[13]和美國加州能源委員會(CEC)[14]效率,而文獻[8-12]所述微逆變器不能同時兼顧輕載與重載時的高效變換,因此作為微逆變器主流拓撲的交錯反激方案,研究人員提出多種方案來改善其效率[15-18],這些方案的主要思想是根據(jù)并網(wǎng)功率與電網(wǎng)的工頻相位,決定是全部電路還是部分電路投入運行,以在低輸出功率時降低電路的總損耗,這些方案都取得了較高的加權效率。隨著光伏電池光電轉換效率的提高,相同面積的光伏電池輸出功率也越來越大,目前單塊光伏電池已達350 W,預計今后將持續(xù)增加,受單臺反激變換器處理功率所限,交錯反激并聯(lián)的臺數(shù)將隨著功率的增加而增加,這將極大地增加電路的復雜性。為此,需要改變現(xiàn)有的微逆變器功率變換方案，以保證在較大功率和小功率情況下均能實現(xiàn)高效率。文獻[19]提出采用隔離雙有源全橋DC/DC變換器+正弦脈寬調(diào)制(SPWM)逆變器的實現(xiàn)方案,在功率較大時,采用雙有源橋變換器進行工作,在功率較小時,其中部分開關管不工作,將前級雙有源全橋DC/DC變換器工作于雙管反激模式,以降低開關管的驅(qū)動損耗和導通損耗,實現(xiàn)低功率下的高效變換,但該方案有一個較大缺點,若要使兩種情況下電路中的變壓器都能正常工作,對變壓器的設計可能需要折中并且兩種情況下電路的工作頻率也要做出很大調(diào)整,這限制了該電路的推廣。

為實現(xiàn)微逆變器的高加權效率,本文提出一種全橋柔性變換器為前級的微逆變器,高功率時微逆變器工作于全橋模式,低功率時工作于改進正激模式,兩種情況下變壓器的設計參數(shù)一致。實驗結果表明,所提柔性微逆變器能夠?qū)崿F(xiàn)較高的加權效率。

1 柔性變換器的電路結構

常見的微逆變器結構為附錄A圖A1所示的兩級式拓撲,第一級DC/DC變換器可以是隔離結構,也可以是非隔離結構,若是非隔離拓撲,則需要采用高電壓增益的變換器,相比于隔離型DC/DC變換器,電路的復雜程度并不低,因此目前隔離型拓撲應用較多。第二級電路一般采用全橋結構的單相逆變器實現(xiàn)并網(wǎng),如果第一級與第二級中間的直流環(huán)節(jié)為偽直流,則逆變器工頻工作;如直流環(huán)節(jié)電壓平滑,則較多采用單極性倍頻SPWM方式。

本文主要討論微逆變器中第一級的DC/DC變換器,其輸出直流電壓平滑,DC/AC采用單極性倍頻SPWM方式,由于DC/AC為人們熟知,因此本文只介紹第一級的DC/DC變換器。

圖1給出了一種應用于光伏微逆變器的柔性DC/DC變換器,由于變壓器前串聯(lián)電感類似于各類諧振變換器中諧振網(wǎng)絡的功能,因此定義圖1所示的DC/DC為類諧振變換器。

圖1 柔性拓撲中間電流型DC/DC變換器Fig.1 Mid-current-fed DC/DC converter with flexible topology

在功率較高時,電路工作于圖1(a)所示的全橋模式;在功率較低時,電路切換到圖1(b)所示的改進正激模式,區(qū)別于傳統(tǒng)的雙管正激變換器,圖1(b)所示變換器的重要控制量仍是變壓器前級的緩沖電感電流。為保證圖1(b)所示變換器中變壓器能磁復位,該電路也有最大占空比0.5的限制。為保證所有器件實現(xiàn)軟開關,設計電路工作于緩沖電感電流ir斷續(xù)模式。兩種工作模式下,一個開關周期內(nèi)電路的主要波形示意圖分別如圖2(a)和(b)所示。從圖1所示拓撲與圖2所示工作波形可以看出,橋式工作模式下變壓器前級電路輸出為脈寬可變的高頻交流電,4個開關管S1至S4均處于高頻工作;而改進雙管正激工作時,僅有2個開關管處于高頻工作狀態(tài),因此改進雙管正激電路節(jié)省了2個開關管的驅(qū)動損耗,有利于小功率情況下頻率的提升。圖2(b)中:im為變壓器磁化電流,在一個開關周期結束前,im必須下降為零。

圖2 柔性微逆變器工作波形Fig.2 Operation waveforms of micro-inverter with flexible topology

2 柔性變換器的參數(shù)設計

柔性變換器中,合理的變壓器變比有利于變換器的優(yōu)化運行,其余如輸入側和輸出側的濾波電容值可根據(jù)電壓紋波的允許值進行設計。本質(zhì)上來講,圖1所示的柔性變換器屬于一種降壓型變換器,即nUPV>UDC,只要滿足該關系,總可以找到合適的Lr值來達到變換器功率處理的要求,但設計還需要結合實際情況進行考慮。

定義兩種工作模式下變換器的調(diào)制比分別為DB和DF,則根據(jù)圖2可得:

(1)

(2)

式中:Ts為開關周期。

設計n與Lr的基本準則是在最大輸出功率時(對應最大占空比DBmax),電感電流ir處于臨界連續(xù)狀態(tài)(BCM),因此功率小于額定電壓時,ir處于電流斷續(xù)狀態(tài)(DCM),則

(3)

式中:UPV和UDC分別為變換器輸入和輸出電壓。

綜合考慮器件較優(yōu)化的電流應力以便于電感設計,確定DBmax=0.35,則根據(jù)式(3)得到：

(4)

確定n后,緩沖電感Lr可以根據(jù)最大輸出功率時緩沖電感電流臨界連續(xù)進行確定,分別得到橋式模式與改進正激模式時緩沖電感的大小為:

(5)

(6)

式中:Pmax為光伏電池輸出最大功率。

理論上,為滿足兩種模式下都能實現(xiàn)最大輸出功率,選取式(5)和式(6)中計算較小值作為最終選取的緩沖電感值,但是考慮到在改進正激模式下變換器處理的功率要小于光伏電池輸出的最大功率,因此最終選取的緩沖電感值要根據(jù)實際情況綜合考慮后進行確定。

3 柔性變換器的損耗分析

變換器工作在不同的工作模式下有不一樣的損耗,主要損耗有開關管導通損耗、開關損耗、驅(qū)動損耗、變壓器和電感的鐵損和銅損,其他如濾波電容損耗、電路分布電阻損耗等占總損耗比例很低,可以忽略,下面就只分析主要損耗。

3.1 橋式工作模式

1)導通損耗

橋式工作模式下,導通損耗包括4個開關管的導通損耗以及兩個整流二極管的導通損耗。根據(jù)流經(jīng)開關管的電流為ir的一半,求得開關管電流有效值為:

(7)

式中:P為變換器處理功率。

整流二極管的導通損耗與其平均值相關,根據(jù)濾波電容電流在開關周期內(nèi)的平均值等于0,得到二極管D1和D2的電流均值為:

(8)

因此,在橋式工作模式下,變換器導通損耗為:

(9)

式中:Ron為開關管的導通電阻;VF為二極管正向?qū)▔航怠?/p>

2)開關損耗

雖然在分析橋式電路過程中,所有的開關管要么實現(xiàn)零電壓開關,要么實現(xiàn)零電流開關。在開關管關斷時,由于開關管的結電容太小(一般在1 nF左右),開關管的關斷時間明顯大于其端電壓上升時間,因此在關斷過程中不能實現(xiàn)無損耗開關。為克服這一問題,通行辦法是在開關管漏源端并聯(lián)一個稍大的電容,使開關管在關斷后的端電壓上升時間(要短于死區(qū)時間)要長于關斷時間。這種方法可有效減小開關管在關斷時的損耗,但是在橋式工作模式下,如圖2(a)所示,在t0與t5時刻,滯后開關管S4和S2開通時(超前開關管S1和S3沒有該損耗),其端電壓為輸入電壓UPV,開通后,儲存在結電容上的能量通過開關管迅速消耗,因此存在的開通損耗為:

(10)

式中:Coss為開關管結電容與為實現(xiàn)軟關斷的并聯(lián)電容的等效值。

3)驅(qū)動損耗

微逆變器中,開關管的驅(qū)動輔助電源能量也是從光伏電池獲取,對應不同的驅(qū)動電路和開關管,其每次開關過程的能量損耗也不一樣,樣機驅(qū)動電路如附錄A圖A2所示,對應開通和關斷過程的開關管的柵源電壓uGS與驅(qū)動電阻R4電流iR4波形如附錄A圖A3所示。

開通過程是電阻R3和R4與二極管DD1構成的支路向開關管等效輸入電容充電,而關斷過程是R4和Q1構成的支路為開關管等效輸入電容放電,因此開關管開通一次、關斷一次消耗的能量分別為:

(11)

(12)

式中:IR4_on和IR4_off分別為開關管開通過程與關斷過程中流經(jīng)電阻R4的電流有效值;ton和toff分別為開關管的開通與關斷時間。

對于驅(qū)動電路中DD1和Q1中的損耗,相對驅(qū)動電阻而言,其損耗可忽略。由此可以得到開關管驅(qū)動損耗的功率為:

(13)

4)鐵芯損耗

變換器中,有兩個磁性元件,變壓器與緩沖電感,由于緩沖電感值極小,可以在變壓器的繞制時適當調(diào)整即可得到合適的漏感代替緩沖電感。變壓器鐵芯的損耗估計可以根據(jù)Steinmetz方程近似得到[20]:

(14)

式中:fs為工作頻率;Bpeak為變壓器鐵芯峰值磁通密度;k,α,β分別為相關的Steinmetz系數(shù),其決定于鐵芯的材料。

對于不同的鐵芯材料而言,k,α,β的準確值難以確定,因此本文采用廠商提供的損耗曲線進行估計,附錄A圖A4為TDK提供的PC40材質(zhì)的鐵氧體損耗曲線,可根據(jù)選取的鐵芯的體積、不同功率下工作的磁感應強度的變化量ΔB確定最終的損耗。需要說明的是,附錄A圖A4所示損耗曲線橫軸量是在交流電壓作用下得到的最大磁感應強度Bmax,其對應的ΔB=2Bmax。橋式工作模式下,磁感應強度變化量為:

(15)

(16)

式中:N1為變壓器原邊匝數(shù);Ae為鐵芯截面積;DB為橋式工作模式下變換器的占空比。

3.2 改進正激工作模式

1)導通損耗

改進正激工作模式下,導通損耗包括2個開關管的導通損耗、2個磁復位二極管的損耗和1個整流二極管的導通損耗。根據(jù)流經(jīng)開關管的電流為ir的上升部分,求得開關管電流有效值為:

(17)

對用于磁復位的S2和S3的體二極管,其電流對應ir的下降部分,其電流平均值為:

(18)

同樣根據(jù)整流二極管的平均值等于負載電流,得到二極管D1的電流均值為:

(19)

因此,在改進正激工作模式下,變換器導通損耗為:

(20)

式中:VF1與VF2分別為開關管體二極管與整流二極管的導通壓降。

2)開關損耗

在變壓器磁復位完成后,存在S1至S4的結電容、Lr和D1結電容以及濾波電容CG為回路的寄生振蕩,諧振后,D1端電壓降低為零,電壓uAB被鉗位在UDC/n,S1和S4端電壓被鉗位在(UPV-UDC/n)/2,則在下次開關開通時,結電容能量損耗為:

(21)

3)驅(qū)動損耗

類似于在橋式工作模式下的分析,得到改進正激模式下的開關管驅(qū)動損耗為:

(22)

4)鐵芯損耗

與橋式工作模式類似,改進正激模式下磁感應強度變化量為:

(23)

(24)

式中:DF為改進正激模式下變換器的占空比。

最后,根據(jù)式(23)所計算的ΔB與附錄A圖A4所示的損耗曲線得到相應的鐵損。

3.3 兩種模式下的損耗比較

確定一組參數(shù),光伏電池最大輸出功率Pmax=300 W,最大功率時輸出電壓為36 V,UDC=200 V,fs=50 kHz。首先,由式(4)得到變壓器變比n=8;再分別由式(5)和式(6)得到兩種模式下均可輸出最大功率時的緩沖電感值分別為Lr_B=3.18 μH,Lr_F=2.70 μH,由于改進正激模式工作于小功率模式,而Lr_F是按照最大功率計算,因此選取Lr=3.18 μH,此時,改進雙管正激模式的最大可輸出功率為255 W,這對小功率情況下,增加改進正激模式工作時的占空比、降低器件電流應力是有效的。變壓器原邊開關管選取IRFB4110(Ron=3.7 mΩ),端電壓并聯(lián)電容后Coss=22 nF,整流二極管選取MUR1560(VF=1.2 V);開關管開通時間ton=180 ns,toff=140 ns,對應開通、關斷的驅(qū)動電流有效值分別為IR4_on=0.45 A和IR4_off=0.8 A。變壓器鐵芯選取EE50,其體積為23.6 cm3,截面積Ae=2.26 cm2,N1=5,材質(zhì)為鐵氧體PC40。

根據(jù)以上數(shù)據(jù),得出不同功率下變換器在兩種模式下的導通損耗、開關損耗和驅(qū)動損耗的曲線圖,如圖3所示。可以發(fā)現(xiàn),在小功率時(100 W以下),改進正激工作模式的總損耗小,其原因是其開通損耗Psw_F較低;隨著功率的增加,橋式工作模式的導通損耗和鐵損小的優(yōu)勢就體現(xiàn)了出來。這也證明了本文采用柔性拓撲在效率方面的優(yōu)勢:在小功率與較大功率時采用不同的運行拓撲,可實現(xiàn)較小的損耗,使其具有較高的加權效率。

圖3 兩種工作模式的總損耗比較Fig.3 Total loss comparison between two operation modes

4 實驗驗證

為驗證應用于微逆變器的柔性變換器的可行性以及效率分析的正確性,建立了300 W的柔性變換器樣機,采用參數(shù)以及器件型號見3.3節(jié)。限于實驗室條件,變換器輸入采用恒定輸入電源,變換器輸出至獨立運行逆變器加電阻負載,控制變換器的輸出電壓恒定,變換器的功率通過改變電阻值的大小實現(xiàn),樣機采用的控制策略如附錄A圖A5所示,如果后級采用并網(wǎng)逆變器,可以有類似的控制方法,本質(zhì)上是一樣的。

圖4為柔性變換器控制框圖,如輸出功率大于設定的切換功率閾值,則控制變換器工作在橋式模式,采用式(16)預計算調(diào)制比;如輸出功率小于設定的切換功率閾值,則控制變換器工作在改進正激模式,采用式(24)預計算調(diào)制比;預計算得到的調(diào)制比DP本質(zhì)是開環(huán)控制,因此本文在調(diào)制比預計算的基礎上進行閉環(huán)微調(diào),得到微調(diào)調(diào)制比Dm,DP與Dm相加得到變換器的最終調(diào)制比;最后,根據(jù)調(diào)制比與所選擇的工作模式確定驅(qū)動信號調(diào)制策略,得到開關管S1至S4的驅(qū)動信號(在改進正激模式時,開關管S2和S3保持關斷)。該控制的優(yōu)點是預計算占空比保證了系統(tǒng)的動態(tài)性能,而電壓閉環(huán)微調(diào)占空比保證了穩(wěn)態(tài)下的精度。

圖4 柔性變換器控制框圖Fig.4 Control diagram for converter with flexible topology

附錄A圖A6為柔性變換器工作于改進雙管正激模式下的工作波形。附錄A圖A6(a)為開關管S1驅(qū)動電壓uGS1、緩沖電感電流ir、緩沖電感輸入端電壓uAB、變壓器副邊電壓uW2的波形,與圖2(b)理論分析波形相對應,uAB的正電壓與開關管S1的開通時間相對應,uW2的正電壓與ir電流大于零時間段對應。附錄A圖A6(b)為uGS1、開關管S1漏源電壓uDS1、整流管D1承受電壓uD1以及ir的波形?？梢钥闯?ta時刻,在iL峰值電流時,S1和S4關斷,由于S1至S4的結電容與緩沖電感L形成的諧振使得S1和S4的端電壓上升慢于其關斷,S1和S4實現(xiàn)了零電壓開關(ZVS)關斷。

附錄A圖A7給出了柔性變換器工作于橋式模式和穩(wěn)態(tài)情況下的波形。附錄A圖A7(a)給出了滯后開關管S4的驅(qū)動電壓uGS4、漏源電壓uDS4、電壓uAB以及ir的波形,可以看出S4的開通與關斷均發(fā)生在ir=0的時刻,而S4承擔電流ir的正半周期內(nèi)的電流,因此S4實現(xiàn)零電流開關(ZCS)開通與ZCS關斷。另一滯后開關管S2的開關特性與S4類似,同樣實現(xiàn)ZCS開關。附錄A圖A7(b)給出了超前開關管S1的驅(qū)動電壓uGS1、漏源電壓uDS1、電壓uAB以及ir的波形,附錄A圖A7(c)和(d)分別為S1在開通時刻與關斷時刻的局部放大圖?？梢钥闯?在S1的開通前,其漏源電壓uDS1已經(jīng)下降至零,因此為ZVS開通;在S1的驅(qū)動電壓為低電平后,其端電壓上升用時0.3 μs,這一事件足以保證S1的關斷,因此實現(xiàn)了ZVS關斷,另一超前開關管S3也具有相同的開關特性。附錄A圖A7(e)為整流管D1的端電壓uD1、變壓器副邊電壓uW2、電壓uD1、電流ir的波形,可以看出整流二極管的開通、關斷發(fā)生在電流ir=0的時刻。

圖5為柔性變換器工作模式切換時的工作波形。圖5(a)和(b)分別為柔性變換器從改進雙管正激模式向橋式模式轉換時以及從橋式模式向改進雙管正激模式轉換時的開關管S1,S3,S4的驅(qū)動電壓uGS1,uGS3,uGS4的波形,其中波形ustep為方便波形捕捉而設定的數(shù)字芯片輸出波形。雖然在兩種工作模式下開關管的驅(qū)動波形不一致,但只要合理設計數(shù)字芯片工作參數(shù),僅用一片數(shù)字信號處理器(DSP)即可實現(xiàn)兩種工作模式下驅(qū)動波形的輸出。圖5(c)和(d)分別為柔性變換器從改進雙管正激模式向橋式模式轉換時以及從橋式模式向改進雙管正激模式轉換時變換器輸出電壓UDC以及逆變器輸出電流io波形。由于采用占空比預計算式(式(16)和式(24)),僅對占空比有一個閉環(huán)微調(diào),因此柔性變換器輸出電壓波動量在模式轉換時極小。

圖5 變換器工作模式切換過程中的工作波形Fig.5 Operation waveforms of converter in operation mode transition process

圖6給出了柔性變換器在兩種工作模式下的效率曲線,在功率較低時(100 W以下),柔性變換器工作于改進雙管正激模式時效率較高,而在功率較高時,橋式工作模式能取得更高的效率,這與第3節(jié)中的損耗分析一致。

圖6 柔性變換器效率曲線Fig.6 Efficiency curves of converter with flexible topology

參考歐洲效率與CEC效率的定義,根據(jù)所測得的效率值,計算單獨雙管正激工作、橋式工作以及柔性拓撲工作對應的效率如附錄A表A1所示?？梢钥闯?柔性拓撲可有效提高系統(tǒng)的加權效率。

5 結語

本文提出一種應用于光伏微逆變器的前級柔性DC/DC變換器,在輸出功率較低時,柔性變換器工作于改進雙管正激模式,在輸出功率較高時,工作于橋式工作模式,如此可保證變換器在整個輸出功率范圍內(nèi)都可以實現(xiàn)較高的效率。通過損耗分析,在較低的功率下改進雙管正激運行的總損耗較低,在較高功率情況下,橋式運行模式損耗較低。通過建立的數(shù)學模型,提出一種適用于柔性變換器的控制策略,采用占空比預計算與閉環(huán)微調(diào)相結合實現(xiàn)了優(yōu)良的控制效果,并實現(xiàn)了較高的加權效率。但是,兩種運行模式在電路參數(shù)的選取上需要折中,不能保證兩種模式都運行在最優(yōu)化的狀態(tài),這一問題將在今后的工作中繼續(xù)研究。

本文得到了江蘇省第五期“333工程”項目和江蘇省“六大人才”高峰項目(XNY-045)的資助,在此表示感謝!

附錄見本刊網(wǎng)絡版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

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ConverterwithFlexibleTopologyforPhotovoltaicMicro-inverter

KANJiarong1,FENGSaifei1,WUYunya1,XIEShaojun2,TANGYu2

(1.School of Electrical Engineering,Yancheng Institute of Technology,Yancheng 224051,China;2.College of Automation Engineering,Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,Nanjing 210016,China)

In order to increase the weighted efficiency of the photovoltaic micro-inverter,a DC/DC converter for the micro-inverter with flexible topology is proposed.The flexible converter includes two operation modes—the improved dual-switches forward mode and the full-bridge mode.The operation principles of the two modes are described,and the design guideline of the key parameters,such as the turns-ratio of transformer and buffering inductor is provided.The power threshold value is determined according to the analysis of switching loss,conduction loss,driving loss and core loss of the converter in two operation modes.A duty ratio pre-calculation control strategy combined with closed-loop fine adjustment is proposed.The experimental results show that the proposed flexible converter has a good performance in addition to a high weighted efficiency.

This work is supported by National Natural Science Foundation of China (No.51577164) and Jiangsu Provincial Innovation Fund for Industry-university-research Cooperation of China (No.BY2016065-60).

micro-inverter;flexible topology;improved dual-switches forward mode;full-bridge mode;loss analysis

2017-04-13;

2017-07-20。

上網(wǎng)日期:2017-09-26。

國家自然科學基金資助項目(51577164);江蘇省產(chǎn)學研前瞻性聯(lián)合研究項目(BY2016065-60)。

闞加榮(1979—),男,通信作者,碩士,副教授,主要研究方向:新能源發(fā)電控制技術。E-mail： kanjr@163.com

馮賽非(1991—),男,碩士研究生,主要研究方向:功率電子變換器。E-mail:fengsf@163.com

吳云亞(1979—),女,碩士,高級實驗師,主要研究方向:新能源發(fā)電控制技術。E-mail:wuyunyayancheng@126.com

(編輯蔡靜雯)