，，

(國網(wǎng)安徽電力公司 電力科學(xué)研究院，合肥 230000)

基于二進(jìn)制序列60 GHz時(shí)域信道探測器設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

丁全，張淑娟，錢光超

(國網(wǎng)安徽電力公司電力科學(xué)研究院，合肥230000)

信道探測器具有廣泛的用途，由于現(xiàn)有的基于時(shí)域的探測器需要專用的硬件，具有開發(fā)周期長，嚴(yán)重耗時(shí)等不足，為了解決該問題，提出了一種基于二進(jìn)制序列時(shí)域信道探測器設(shè)計(jì)方案；系統(tǒng)選擇兩種二進(jìn)制序列，即最大長度序列與Golay互補(bǔ)序列，從理論上詳細(xì)分析了使用該兩種二進(jìn)制序列作為激勵(lì)信號(hào)的時(shí)域探測器的各種優(yōu)點(diǎn)；提出的信道探測器是由一些現(xiàn)成的實(shí)驗(yàn)儀器連接并構(gòu)建的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，該平臺(tái)通過PC機(jī)進(jìn)行控制，最后通過實(shí)例實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在毫米波段(MMW)為57-64 GHz頻段上，構(gòu)建的系統(tǒng)探測速度更快以及抗線性干擾能力更強(qiáng)。

MMW；毫米波段；信道探測；m序列；最大長度序列；Golay互補(bǔ)對(duì)；非線性

0 引言

在現(xiàn)代通信、定位和雷達(dá)系統(tǒng)，特別是對(duì)于巨大的帶寬在毫米波從57到64 GHz頻段上的系統(tǒng)來說，完全掌握傳播信道的參數(shù)是絕對(duì)的益處的，因?yàn)檫@些參數(shù)越精確，在數(shù)據(jù)傳輸中就可以使用越高級(jí)的數(shù)據(jù)處理方法和調(diào)制技術(shù)。數(shù)據(jù)傳輸速率就更高而且比特錯(cuò)誤率(BER)更低。毫米波段中幾GHz的巨大瞬間帶寬, 能夠保證了高數(shù)據(jù)吞吐量與準(zhǔn)確的空間定位。

一般來說獲得無線電信道的參數(shù)可以通過信道探測器，有幾種技術(shù)和方法可以完成這些測量。這些測量既可以在頻域中也可以在時(shí)域中完成. 在頻域中，通常使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(VNA)來進(jìn)行測量。矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀可以進(jìn)行文獻(xiàn)[1]和文獻(xiàn)[2]中的階梯式掃頻。而在時(shí)域中，利用發(fā)送與接收寬帶脈沖或脈沖序列來進(jìn)行測量。已經(jīng)有幾篇文獻(xiàn)涉及了60GHz的時(shí)域信道探測儀的設(shè)計(jì)。這些設(shè)計(jì)通常利用了定制的硬件設(shè)計(jì)甚至芯片, 而開發(fā)這些定制品是很耗時(shí)的。例如，文獻(xiàn)[3]中作者提出了一個(gè)帶寬100 MHz的探測系統(tǒng)。這個(gè)系統(tǒng)的發(fā)送器與接收器之間不需要線纜連接，其能夠非常靈活地進(jìn)行測量。其他一些文獻(xiàn)如[4] 、[5]或[6]描述了多種不同的多進(jìn)多出(MIMO)時(shí)域信道探測系統(tǒng)，這些系統(tǒng)的帶寬可達(dá)幾GHz且有合理動(dòng)態(tài)范圍。

本文提出了一種基于二進(jìn)制序列的時(shí)域信道探測系統(tǒng)。這個(gè)系統(tǒng)由幾個(gè)現(xiàn)成的實(shí)驗(yàn)儀器構(gòu)成。它相對(duì)基于直接脈沖的時(shí)域方法保證了更短的測量時(shí)間, 更大的幾GHz的帶寬, 并提供了更好的相關(guān)增益。

1 本文提出的測量系統(tǒng)

在時(shí)域中測量信道脈沖響應(yīng)(CIR)有多種方法。通常方法是通過發(fā)送高斯脈沖(或由它派生的脈沖)然后運(yùn)用CLEAN算法[7]解卷積收到的信號(hào)來恢復(fù)CIR。然而本文提出的是基于脈沖序列而非單脈沖的時(shí)域通道探測。如圖1所示。

圖1 本文提出的信道探測器架構(gòu)

圖1所示的是本文提出的信道探測系統(tǒng)的框圖。以Anritsu信號(hào)質(zhì)量分析儀MP1800A作為基帶二進(jìn)制序列發(fā)生器，數(shù)據(jù)速率高達(dá)fchip= 12.5 Gbits/s，最大的射頻輸出功率為13 dBm。數(shù)字采樣示波器Tektronix MSO72004C用作接收器。它提供4個(gè)通道，16 GHz帶寬，50 GS/s的實(shí)時(shí)采集速率以及31.25 MS的每通道數(shù)據(jù)存儲(chǔ)量。信號(hào)質(zhì)量分析儀也提供10 MHz的參考和選通(觸發(fā))信號(hào)到示波器。功率放大器(PA)與低噪聲放大器(LNA)分別是QuinStar QPW-50662330與QLW-50754530-I2。本文利用一臺(tái)PC機(jī)來控制儀器與數(shù)據(jù)交換以提供附加功能。

Sivers IMA FC1003V/01 上下變頻器用于在基帶和射頻之間變頻。它是一個(gè)中頻輸入帶寬高達(dá)5 GHz的直接轉(zhuǎn)換收發(fā)器。基帶發(fā)送的信號(hào)被饋送到上變頻器的I分支。Q分支接50 Ω的端接器，從而在實(shí)際上禁用了該輸入。在理想情況下，會(huì)得到頻譜圍繞載波頻率fc= 59.6 GHz對(duì)稱的調(diào)幅(AM)信號(hào)。然后這個(gè)RF信號(hào)是通過被測信道傳播，其任意類型的天線都可以使用，但是我們通常采用開端波導(dǎo)WR15，因?yàn)樗唵尾⑶夷軌颢@得輻射圖。所得的輸出信號(hào)I與Q分量形成復(fù)合而被傳給Tektronix MSO72004C示波器進(jìn)行采樣以及進(jìn)一步處理。為了實(shí)現(xiàn)完全一致性，本地振蕩器(LO)信號(hào)在Agilent 83752A RF生成器中生成，后經(jīng)Wilkinson功率分配器分配到上下變頻器的LO輸入。

激勵(lì)信號(hào)是無縫重復(fù)的二進(jìn)制序列形式。序列的長度為N個(gè)碼片。最大可觀察的CIR時(shí)間跨度取決于碼片的個(gè)數(shù)：

(1)

(2)

其中:c≈ 3 × 108ms-1是光速。 考慮到N≈ 211= 2 048且fchip= 12.5 GHz，最大傳播距離為Dmax≈ 49 m，對(duì)于絕大多數(shù)短距MMW信道是足夠的。

當(dāng)探測序列是理想情況下，相關(guān)增益可以被看作是N個(gè)高斯白噪聲樣本的平均，由文獻(xiàn)[10]可得：

Gcorr=10·logN

(3)

相關(guān)增益本文將在下章節(jié)詳細(xì)研究，在N= 2 048的情況中，相關(guān)增益為Gcorr= 33.11 dB。

2 基于二進(jìn)制序列時(shí)域信道探測器設(shè)計(jì)

本文提出了一種基于二進(jìn)制序列的時(shí)域信道探測系統(tǒng)。這個(gè)系統(tǒng)由幾個(gè)現(xiàn)成的實(shí)驗(yàn)儀器構(gòu)成。它相對(duì)基于直接脈沖的時(shí)域方法保證了更短的測量時(shí)間, 更大的幾GHz的帶寬, 并提供了更好的相關(guān)增益。首先本文首先定義一些函數(shù)。

2.1 互相關(guān)函數(shù)

兩個(gè)復(fù)值函數(shù)a(t)與b(t)之間的互相關(guān)可以定義為:

(4)

其中: * 表示復(fù)共軛。當(dāng)a(t)與b(t)的周期為T，互相關(guān)可以定義為：

(5)

其中:Rab(τ1)表示信號(hào)在一個(gè)時(shí)間(t)周期(T)上的平均值。為使互相關(guān)的計(jì)算更快，通過傅立葉變換如下：

(6)

2.2 自相關(guān)函數(shù)

可以在公式4中，令b(t) =a(t)，即可得信號(hào)a(t)的自相關(guān)函數(shù)。如果信號(hào)a(t)是周期性的且周期為T，那么自相關(guān)函數(shù)可以以相同的方式從公式5中得到。因?yàn)楸疚膶Ｗ⒂谥芷谛远M(jìn)制(例如實(shí)值的)序列，檢查離散時(shí)間周期(循環(huán))自相關(guān)函數(shù)通常是更方便的:

(7)

其中:N是序列a[n]的碼片的數(shù)目，并且索引被理解為取模N，例如a[n]≡a[nmodN]。適合信道探測的Raa[τ1]的理想形狀是單位脈沖， 對(duì)公式7，本文將離散時(shí)間高階自相關(guān)函數(shù)寫成:

(8)

考慮到Ra ... a[τ1, ... ,τi] 是i維的單位脈沖，

高階自相關(guān)函數(shù)也可以用傅里葉變換來計(jì)算:

(10)

3 系統(tǒng)操作原理

被測信道可以建模為一個(gè)線性時(shí)不變系統(tǒng)，其輸入輸出之間的關(guān)系可表示為:

(11)

其中:u(t)是系統(tǒng)輸入，y(t)是系統(tǒng)輸出，g1(τ1)是信道脈沖響應(yīng)。

可用于信道探測的激勵(lì)信號(hào)有許多種。本文使用二進(jìn)制序列信號(hào)組來用于信道探測激勵(lì)信號(hào)，本文將檢查兩種類型的二進(jìn)制信號(hào)，最大長度序列(MLS)和Golay互補(bǔ)對(duì)。正如前文所述，信號(hào)u(t)是具有碼片數(shù)N的無縫重復(fù)序列。它的周期為T，一個(gè)碼片的持續(xù)時(shí)間為Δt。 由于我們假設(shè)g1(τ1)是因果性的且T的長度有限，即:

(12)

m序列互相關(guān)法是一種被廣泛使用的線性系統(tǒng)脈沖響應(yīng)的測量方法。

(13)

圖2所示是一個(gè)短m序列的自相關(guān)函數(shù)。

圖2 一個(gè)m序列的循環(huán)自相關(guān)函數(shù)

4 系統(tǒng)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

本文在基本的配置Dell XPS 8700-R398 PC機(jī)上做的實(shí)驗(yàn)，通常被測系統(tǒng)都是至少呈現(xiàn)出弱非線性的行為的。當(dāng)被測系統(tǒng)是非線性的，所得到的信道脈沖響應(yīng)會(huì)存在一些偽影。偽影不是線性脈沖響應(yīng)的一部分。如圖3所示使用本文提出的系統(tǒng)得到的測量結(jié)果的一個(gè)實(shí)例。本文在基帶中完成整個(gè)測量，即不使用上下變頻器，發(fā)生器的輸出直接接到示波器的上的一個(gè)通道。為了能夠得到更好地實(shí)驗(yàn)效果，我們對(duì)數(shù)千個(gè)測量取平均以提高信噪比。由圖3中可以看到位于大約15 ns的直接路徑以及位于8 ns和110 ns的一些由非線性引起偽峰。

圖3 運(yùn)用m序列的示例測量

當(dāng)系統(tǒng)呈弱非線性時(shí)，可以用Volterra級(jí)數(shù)展開來表示其輸入-輸出關(guān)系。Volterra級(jí)數(shù)展開是系統(tǒng)脈沖響應(yīng)和Taylor級(jí)數(shù)的推廣，如下:

(14)

其中:u(t)是系統(tǒng)的輸入，y(t)是系統(tǒng)的輸出，gi(τ1, ... ,τi)是第i階Volterra核，可以看作是系統(tǒng)的高階脈沖響應(yīng)。請(qǐng)注意，如果系統(tǒng)是線性的，則只有第一階Volterra核g1(τ1)(公式26的第一項(xiàng))是非零的。那么這個(gè)公式退化為普通卷積，其中g(shù)1(τ1)是線性脈沖響應(yīng)。

本文考慮一個(gè)最簡單的非線性系統(tǒng)Wiener模型。該模型由一個(gè)線性存儲(chǔ)器塊和一個(gè)靜態(tài)(無存儲(chǔ)器)非線性塊級(jí)聯(lián)組成。其中的線性存儲(chǔ)器塊可以通過其脈沖響應(yīng)h(τ)來表征，非線性塊可以建模為(可能截?cái)嗟?多項(xiàng)式，

y(t)=c1z(t)+c2z2(t)+c3z3(t)

(15)

當(dāng)非線性只考慮到第三階，那么這個(gè)系統(tǒng)的第i階Volterra核:

gi(τ1,…,τi)=cih(τ1)…h(huán)(τi)

(16)

原始序列乘以相同但向右移了一個(gè)碼片的序列等于相同但向右移了4個(gè)碼片的序列。對(duì)于每一個(gè)m序列而言移多少位數(shù)是唯一的，并且可由m序列的生成LFSR的反饋連接確定。 為了更好地說明，我們?cè)趫D4中描繪了一個(gè)m序列的二階自相關(guān)函數(shù)。這個(gè)m序列與在之前實(shí)驗(yàn)中用到的m序列完全相同。

圖4 m序列的二階循環(huán)自相關(guān)函數(shù)

信道探測信號(hào)的另一個(gè)很好的選擇是Golay互補(bǔ)序列對(duì)。它們易于用遞歸算法構(gòu)造，并具有理想的自相關(guān)函數(shù)。本文考慮長度為16個(gè)碼片的互補(bǔ)序列a[n]和b[n]。它們的循環(huán)自相關(guān)函數(shù)如圖5所示。

圖5 互補(bǔ)對(duì)的循環(huán)自相關(guān)函數(shù)

Golay互補(bǔ)序列的高階自相關(guān)函數(shù)的平均值也有有趣的性質(zhì)。如圖6所示的是二階自相關(guān)函數(shù)，從圖中我們可以看出，那些函數(shù)的最大值低于m序列的相應(yīng)函數(shù)的最大值，并且對(duì)于更長的Golay互補(bǔ)序列來說那些函數(shù)的最大值甚至更低。由于一些項(xiàng)是負(fù)的，一些是正的，由非線性引起的一些偽影可能會(huì)相互抵消。此外，這些函數(shù)比m序列的相應(yīng)函數(shù)更像噪聲，導(dǎo)致偽影不會(huì)像m序列那樣成為偽峰，而是會(huì)分散在時(shí)間上，并增加總體本底噪聲。

圖6 互補(bǔ)Golay序列的二階循環(huán)自相關(guān)函數(shù)

圖7所示的是運(yùn)用Golay互補(bǔ)序列的示例性測量。測量設(shè)置與圖3及圖5的相同。測量結(jié)果實(shí)際上沒有偽峰，但是就如上一段所述那樣總體本底噪聲稍高。不過，脈沖響應(yīng)幅度的估計(jì)當(dāng)然仍會(huì)受到非線性的影響。

圖7 運(yùn)用互補(bǔ)Golay序列的示例測量

5 結(jié)論

本文提出了一種工作在時(shí)域上的60 GHz信道探測器，簡要描述了它所使用的儀器和使用的原理和方法，詳細(xì)描述了在線性和弱非線性環(huán)境中使用它的理論背景和數(shù)據(jù)處理，討論了m序列和Golay互補(bǔ)序列的幾種相關(guān)性質(zhì)。與使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(VNA)的常規(guī)信道探測相比，本文提出的系統(tǒng)的主要優(yōu)點(diǎn)是信道測量的速度非?？臁１疚奶岢龅南到y(tǒng)被用于測量和表征移動(dòng)車輛內(nèi)的時(shí)變信道。將來的工作包括用Golay互補(bǔ)序列作為輸入信號(hào)測試整個(gè)系統(tǒng)。

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DesignandImplementationof60GHzTimeDomainChannelDetectorBasedonBinarySequence

Ding Quan, Zhang Shujuan, Qian Guangchao

(Electric Power Research Institute of Anhui Power Compony,Hefei 230000,China)

the channel detector has a wide range of uses, because the time domain detector requires special hardware based on the existing, has a long development cycle, the shortage of time, in order to solve this problem, this paper proposes a binary sequence based on time-domain channel detector design. The system selects two kinds of binary sequences, that is, the maximum length sequence and the Golay complementary sequence, and theoretically analyzes the advantages of using the two binary sequences as the excitation signal in the time domain detector. The channel detector is proposed in this paper is the experimental platform connected by some experimental instruments and the construction of the platform, through the control of PC, finally the experimental results show that in the millimeter wave band (MMW) for the 57-64 GHz band, the system faster to detection and anti linear interference.

MMW; millimeter wave band; channel detection; m sequence; maximum length sequence; Golay complementary pair; nonlinearity

2017-09-05；

2017-09-27。

國網(wǎng)安徽省電力公司電力科學(xué)研究院-信息安全漏洞風(fēng)險(xiǎn)感知預(yù)警技術(shù)研究項(xiàng)目。

丁 全(1982-)，男，安徽合肥人，高級(jí)工程師，碩士研究生，主要從事電力信息安全技術(shù)監(jiān)督工作方向的研究。

1671-4598(2017)11-0303-04

10.16526/j.cnki.11-4762/tp.2017.11.077

TP393

A