一、前言

同步降壓穩(wěn)壓器是一種常用的電源 ，隨著各類應(yīng)用要求的不斷提高，行業(yè)越來越趨向于追求高能效、高可靠性、高功率密度的設(shè)計(jì)方案。比如 應(yīng)用于無線局域網(wǎng)的負(fù)載點(diǎn)(PoL)電源，輸入電壓越來越寬，工作頻率、功率密度也越來越高，隨著技術(shù)的發(fā)展，甚至可將整個(gè)電源系統(tǒng)集成在單個(gè)封裝中。

同步降壓穩(wěn)壓器其電路結(jié)構(gòu)本身非常簡單， 但要完成高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的設(shè)計(jì)，還是有著不少的技術(shù)挑戰(zhàn)，必須對穩(wěn)壓器電路的各種工作狀態(tài)有著非常深入、透徹的了解，同時(shí)還需完成大量的計(jì)算工作。

本文將介紹快速設(shè)計(jì)出高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的技術(shù)和方法， 以及安森美半導(dǎo)體的 Power Supply WebDesigner在線設(shè)計(jì)工具，以便 解決所面臨的技術(shù)挑戰(zhàn)。

二、動(dòng)態(tài)性能的設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)一個(gè)可靠的同步降壓穩(wěn)壓器，首先必須滿足其動(dòng)態(tài)性能指標(biāo)，如負(fù)載響應(yīng)能力。而輸出電感、電容的選擇會(huì)直接影響到穩(wěn)壓器的動(dòng)態(tài)性能，所以同步降壓穩(wěn)壓器的功率電路設(shè)計(jì)通常是從選擇輸出電感和電容開始。

1、選擇電感

從電路設(shè)計(jì)的角度，為實(shí)現(xiàn)快速瞬態(tài)響應(yīng)， 必須選擇盡可能小的輸出濾波電感和最小的輸出電容。然而小的電感值會(huì)增加電感電流紋波，導(dǎo)致電感中有效電流值增加而使得導(dǎo)通損耗增大，同時(shí)所導(dǎo)致的峰值電流的增加，也會(huì)大大增加控制管的開關(guān)損耗。

使用大電感，可減小電感中的電流紋波，從而降低穩(wěn)態(tài)輸出電壓紋波，所導(dǎo)致的低峰值電流也有助于降低MOSFET的開關(guān)損耗，但電感太大不僅會(huì)導(dǎo)致相對較大的直流阻抗，產(chǎn)生較高的電感損耗，還會(huì)降低穩(wěn)壓器的負(fù)載響應(yīng)能力，從而降低穩(wěn)壓器的動(dòng)態(tài)性能。

為選擇適當(dāng)?shù)碾姼?，通常可假定電流紋波為電感平均電流的30%，然后根據(jù)下面的公式直接計(jì)算出合適的電感值：

其中，ΔILO—電流紋波；

fSW—開關(guān)頻率。

2、選擇電容

最小輸出電容的選擇必須考慮到兩個(gè)因素，一是穩(wěn)態(tài)下輸出電壓紋波的要求，二是當(dāng)負(fù)載從滿載到空載突變時(shí)所允許的最大輸出過沖電壓。

但輸出電容也不是越大越好，太大的輸出電容及電容本身的寄生串聯(lián)電阻會(huì)影響到穩(wěn)壓器輸出電路的性能以及當(dāng)負(fù)載突變時(shí)穩(wěn)壓器的瞬態(tài)響應(yīng)能力。

通常，輸出電容應(yīng)首選：有較小等效串聯(lián)電阻(ESR)的電容， 以便降低交流損耗和輸出紋波； 有較小等效串聯(lián)電感(ESL)的電容， 以便在負(fù)載突變時(shí)抑制輸出偏差。

三、能效設(shè)計(jì)

作為控制管和同步整流開關(guān)， 功率MOSFET廣泛用于降壓穩(wěn)壓器中，其功率消耗占穩(wěn)壓器功率損耗的大部分，通常決定了穩(wěn)壓器的整體能效。

1、選擇最佳的MOSFET

針對不同的設(shè)計(jì)要求，比如是想要成本最低，還是想要損耗最低，又或是想要封裝盡可能小等等，需要選擇不同的MOSFET。

考慮到額定電流通常與MOSFET成本成正比，有的設(shè)計(jì)會(huì)根據(jù)額定電流的大小來選擇MOSFET，希望以此來控制產(chǎn)品成本；為最大限度地降低導(dǎo)通損耗，有的設(shè)計(jì)則會(huì)選擇具有最低導(dǎo)通電阻RDS(on)的MOSFET；還有的根據(jù)質(zhì)量因數(shù)(FOM)=RDS(on)×QG(TOT)來進(jìn)行選擇，希望能平衡導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗……這些依賴于參數(shù)的選擇方法其實(shí)都有不足。使用額定電流及電壓的方法沒有考慮具體的開關(guān)損耗；而最低RDS(on)法，成本可能會(huì)佷高，且MOSFET寄生電容可能導(dǎo)致更低的能效；FOM法則不能預(yù)測能效或成本。

因此，無論是為了降低成本，提高能效，還是為了設(shè)計(jì)更緊湊的產(chǎn)品，必須完整計(jì)算出電路損耗及工作溫度，才能確保設(shè)計(jì)出的產(chǎn)品能工作在可靠的工作溫度范圍，達(dá)到最佳的能效。

2、計(jì)算MOSFET的損耗

在計(jì)算損耗前，需要先了解MOSFET在同步降壓穩(wěn)壓器中的工作機(jī)制。圖1所示為簡化的穩(wěn)壓器的功率電路原理圖，其中Q1為控制管，Q2為同步管。

同步降壓穩(wěn)壓器主要有3種工作狀態(tài)，其開關(guān)順序是A-B-C-B-A，如圖2所示。

狀態(tài)A：控制管導(dǎo)通，輸入電流經(jīng)過控制管、電感傳送到輸出端；

狀態(tài)B：控制管和同步管同時(shí)關(guān)斷，電感儲能通過同步管的寄生二極管放電，傳送到輸出端；

狀態(tài)C：同步管導(dǎo)通，電感儲能通過同步管放電，傳送到輸出端。

MOSFET的功耗包括控制管和同步管的導(dǎo)通損耗PCOND、開關(guān)損耗PSW、柵極驅(qū)動(dòng)損耗PRgate。在140kHz頻率下導(dǎo)通損耗幾乎占總功耗的70%。隨著頻率升高，總功耗中逐漸以開關(guān)損耗PSW為主。

（1）控制管Q1的損耗計(jì)算

Q1工作在硬開關(guān)條件下，在小占空比或高頻(〉MHz)時(shí)以開關(guān)損耗為主，開關(guān)性能受同步管Q2影響：快速di/dt可導(dǎo)致反向恢復(fù)損耗增加，快速dv/dt有可能引起Q2誤導(dǎo)通，造成Q1、Q2直通現(xiàn)象，導(dǎo)致額外的損耗。另外，值得注意的是，由Q2體二極管導(dǎo)致的反向恢復(fù)損耗、Q2輸出電容導(dǎo)致的輸出電容損耗主要耗散于控制管Q1上[1,2]。因此，在計(jì)算Q1的開關(guān)損耗和溫度時(shí)必須綜合考慮到Q2的影響。另外，Q1的導(dǎo)通阻抗隨結(jié)溫上升而上升。結(jié)溫越高，導(dǎo)通阻抗越高，導(dǎo)通損耗就越高，使得結(jié)溫進(jìn)一步上升。因此，對Q1的導(dǎo)通損耗必須循環(huán)反復(fù)計(jì)算，直到管子的溫度計(jì)算結(jié)果穩(wěn)定下來。

對于高頻應(yīng)用(〉MHz)，控制管Q1的選用應(yīng)針對降低開關(guān)損耗進(jìn)行優(yōu)化。圖3為Q1開關(guān)損耗PSW和柵極開關(guān)電荷QG(SW)計(jì)算示意圖，Q1總損耗的計(jì)算公式如下：

其中，PCOND—導(dǎo)通損耗；

PSW—開關(guān)損耗；

PRgate—柵極驅(qū)動(dòng)損耗。

其中，IRMS(Q1)—流過MOSFET的有效輸入電流值；

RDS(on)—導(dǎo)通阻抗；

η—期望效率；

其中，PGDRV—儲存在柵極電容的能量；

RGATE—外部柵極阻抗；

RDAMP—連接于驅(qū)動(dòng)器與MOSFET柵極間的外加電阻，用于防止MOSFET開通過快時(shí)可能造成的柵極信號高頻振蕩；

RDRV(SRC)—當(dāng)Q1導(dǎo)通時(shí)Q1驅(qū)動(dòng)器的內(nèi)部阻抗；

RDRV(SNK)—當(dāng)Q1關(guān)斷時(shí)Q1驅(qū)動(dòng)器的內(nèi)部阻抗；

QG(TOT)—柵極總充電電荷；

VGATE—柵極電壓。

其中，PCoss—輸出電容損耗，Q2輸出電容損耗主要耗散于Q1上；

PQrr—Q2體二極管導(dǎo)致的反向恢復(fù)損耗，主要耗散于Q1上；

ILval—電感谷底電流，即控制管開通瞬間時(shí)輸出電感中的電流；

ILpk—電感在一個(gè)線性周期內(nèi)的最大峰值電流；

IDRV(SRC)—當(dāng)Q1導(dǎo)通時(shí)Q1驅(qū)動(dòng)器的內(nèi)部電流；

IDRV(SNK)—當(dāng)Q1關(guān)斷時(shí)Q1驅(qū)動(dòng)器的內(nèi)部電流；

ts(on)—Q1導(dǎo)通時(shí)間；

ts(off)—Q1關(guān)斷時(shí)間；

Qrr—Q2體二極管反向恢復(fù)充電電荷；

QG(SW)—柵極開關(guān)電荷；

QGD—柵漏充電電荷；

QGS—柵源充電電荷；

Coss—Q2輸出電容；

gFS—MOSFET的正向跨導(dǎo)。

Q1的導(dǎo)通損耗PCOND隨輸入電壓Vin增加而降低，開關(guān)損耗PSW隨Vin增加而增加，柵極驅(qū)動(dòng)損耗PRgate與Vin無關(guān)。當(dāng)Vin為最大或最小時(shí)，Q1的總損耗最大。

（2）同步管Q2的損耗計(jì)算

Q2工作在零電壓開關(guān)(ZVS)條件下，當(dāng)fSW〈1.5 MHz時(shí)通常以導(dǎo)通損耗為主，在選擇Q2時(shí)，建議選用具有低FOM（低RDS(on)×QG(TOT)）的MOSFET，以降低Q2的總損耗，或者低QGD/QGS比率(〈1)以防止快速dv/dt引起Q1、Q2的直通現(xiàn)象。對于高頻應(yīng)用，選用集成肖特基體二極管的MOSFET，以降低反向恢復(fù)損耗以及二極管導(dǎo)通損耗。

圖4 為Q2開關(guān)損耗PSW計(jì)算示意圖，Q2的損耗計(jì)算公式如下：

其中，PDcond—Q2二極管導(dǎo)通損耗，在死區(qū)時(shí)間，MOSFE都是關(guān)斷的，體二極管（或并聯(lián)的肖特基）在傳導(dǎo)電感電流；

其中，tdead(on)—在檢測到Q1柵極關(guān)斷和Q2的柵極驅(qū)動(dòng)電壓VGS達(dá)到閾值之間的總的死區(qū)時(shí)間；

tdead(off)—在檢測到Q2柵極關(guān)斷和Q1導(dǎo)通之間的總的死區(qū)時(shí)間；

tdelay(on)—導(dǎo)通延遲時(shí)間，在檢測到Q1柵極關(guān)斷和Q2開始導(dǎo)通之間，驅(qū)動(dòng)器的內(nèi)部調(diào)節(jié)的或可編程的延遲時(shí)間（自適應(yīng)死區(qū)時(shí)間）；

tdelay(off)—關(guān)斷延遲時(shí)間，在檢測到Q2柵極關(guān)斷和Q1開始導(dǎo)通之間，驅(qū)動(dòng)器的延遲通常遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過tdelay(on)以避免誤觸發(fā)Q2；

VDRIVE—柵極上的電壓幅度；

VTH—閾值電壓。

其中，RDRV(SRC)—Q2導(dǎo)通（源電流）時(shí)Q2驅(qū)動(dòng)器的內(nèi)部阻抗；

RDRV(SNK)—Q2關(guān)斷（汲電流）時(shí)Q2驅(qū)動(dòng)器的內(nèi)部阻抗。

其中，t2R—Q2開通時(shí)溝道電流上升時(shí)間段t2；

t3R—Q2開通時(shí)溝道電流上升時(shí)間段t3，在此期間體二極管關(guān)斷；

t2F—Q2關(guān)斷時(shí)溝道電流下降時(shí)間段t2；

t3F—Q2關(guān)斷時(shí)溝道電流下降時(shí)間段t3，在此期間體二極管開通；

K2R、K3R、K2F、K3F—為簡化計(jì)算公式而引入的變量；

Ciss—當(dāng)VDS接近0V時(shí)的輸入電容，約為數(shù)據(jù)表中Ciss典型值的1.25倍；

VF—肖特基二極管的壓降，約為0.6V；

VSPEC—當(dāng)MOSFET阻抗為RDS(on)時(shí)的柵極電壓；VSP—米勒平臺電壓。

其中，TJ—工作結(jié)溫

RθJA—結(jié) -環(huán)境熱阻；

TA—環(huán)境空氣溫度。

Q2的導(dǎo)通損耗PCOND隨Vin升高而增加，開關(guān)損耗PSW只是隨著Vin升高而略微增加。而Q2的寄生二極管導(dǎo)通損耗PDcond和柵極驅(qū)動(dòng)損耗PRgate都與Vin無關(guān)。因此，當(dāng)Vin為最大時(shí)，Q2損耗最大。

綜上所述，當(dāng)Vin為最大或最小時(shí)，Q1+Q2總的損耗最大。進(jìn)行計(jì)算時(shí)，必須同時(shí)考慮Q1和Q2的相互影響。

四、設(shè)計(jì)示例

以下通過一個(gè)設(shè)計(jì)示例, 演示如何完成控制管Q1和同步管Q2的優(yōu)化選擇。如果要設(shè)計(jì)一個(gè)輸出為5V、10A的同步降壓穩(wěn)壓器，其輸入電壓Vin=8～16V，工作頻率fSW=350kHz?？紤]到20%的安全裕量及開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓振蕩，可初步選擇額定電壓30V以上、額定電流IDCONT額定值≥定值≥T電流關(guān)的MOSFET。然后，根據(jù)具體的應(yīng)用要求，確定MOSFET的封裝要求。為簡化演示，我們選擇采用5×6mm PQFN (Power 56) 封裝的器件。

綜合以上選擇條件，安森美半導(dǎo)體的產(chǎn)品陣容中有超過150個(gè)器件供選擇，我們需再進(jìn)一步從中挑選出合適的Q1和Q2。同樣為簡化演示，我們將列出用于Q1和Q2的各12個(gè)器件。

對 于Q2，Vin=Vin-max時(shí)損耗最大。圖5所示的12個(gè)器件中，F(xiàn)DMS7656AS有最低的最大損耗。但由于Q2寄生參數(shù)會(huì)影響Q1的 開關(guān)損耗，最小Q2損耗通常并不意味著最佳的總能效。必須比較Q1及Q2的總功耗來找到最佳的Q2以實(shí)現(xiàn)最高能效。

對于Q1，Vin=Vin-max或Vin-min時(shí)損耗最大。圖6所示12個(gè)器件中，F(xiàn)DMS8027S和FDMS8023S分別在Vin=Vin-max或Vin-min時(shí)有最低的最大損耗的Q1。

為優(yōu)化轉(zhuǎn)換器能效，首先根據(jù)Vin選擇損耗最小的Q1，然后選擇產(chǎn)生損耗最小的Q2。本例中，無論Vin最小或最大，最佳的Q2是相同的，都為FDMS7658AS（但并不總是如此，特別是具有寬Vin范圍或高fSW時(shí)），見表1。

表1 優(yōu)化組合Q1和Q2

由于當(dāng)Vin=Vin-max或Vin-min時(shí)，Q1+Q2總的損耗最大，我們需對總的損耗進(jìn)行對比，選擇最大損耗最低的最佳組合。如表2所示，選用FDMS8027S為Q1，F(xiàn)DMS7658AS為Q2時(shí)，Q1+Q2的最大損耗最低。

表2 優(yōu)化組合Q1和Q2 —總的損耗PQ1+Q2 對比

上述設(shè)計(jì)示例表明，在設(shè)計(jì)同步降壓穩(wěn)壓器時(shí)，為選擇最佳的Q1和Q2需進(jìn)行大量繁瑣復(fù)雜的計(jì)算。為 更快速完成高效可靠的設(shè)計(jì)，可選用安森美半導(dǎo)體的在線設(shè)計(jì)平臺Power Supply WebDesigner以加速FET優(yōu)化，如圖7所示 。

通過在線設(shè)計(jì)平臺Power Supply WebDesigner里的Synchronous Buck功率回路損耗分析工具Power Train Loss，可輕松對比合格MOSFET器件的數(shù)據(jù)及性能，自動(dòng)排除超過TJ限制的器件，選擇設(shè)計(jì)裕量和工作溫度范圍，選擇單個(gè)或雙重封裝的MOSFET，根據(jù)額定電壓、電流或封裝篩選器件，添加并聯(lián)器件和柵極阻尼電阻， 立即計(jì)算出不同的Q1+Q2組合的損耗。

在完成選定Q1和Q2后，可獲得輸入電壓笵圍和負(fù)載笵圍內(nèi)功率回路的各類損耗和能效曲線，并根據(jù)各類曲線和功率回路能效匯總表針對不同的設(shè)計(jì)進(jìn)行完整的分析、比較。

六、總結(jié)

為滿足行業(yè)高能效、高可靠性和高功率密度的設(shè)計(jì)趨勢，在進(jìn)行同步降壓穩(wěn)壓器的設(shè)計(jì)時(shí)，需從動(dòng)態(tài)性能、能效設(shè)計(jì)等方面綜合考慮。通過仔細(xì)調(diào)整元器件值，能夠相對容易地實(shí)現(xiàn)優(yōu)化的動(dòng)態(tài)性能，但處理和優(yōu)化MOSFET功耗的技術(shù)通常較為繁瑣復(fù)雜。Power Supply WebDesigner可幫助簡化設(shè)計(jì)流程，加速M(fèi)OSFET優(yōu)化選擇。

（本文由安森美半導(dǎo)體供稿）