全大英，劉恒良，孔維太，金小萍

(中國(guó)計(jì)量大學(xué) 信息工程學(xué)院，浙江 杭州 310018)

一種基于軟件無(wú)線電的頻譜掃描技術(shù)

全大英，劉恒良，孔維太，金小萍

(中國(guó)計(jì)量大學(xué) 信息工程學(xué)院，浙江 杭州 310018)

在無(wú)線電綜合測(cè)試儀的設(shè)計(jì)中，頻譜掃描是一項(xiàng)基礎(chǔ)技術(shù).將需要掃描的頻譜劃分成子帶，進(jìn)而提出了一種通過(guò)在模擬前端采用可變頻率本振的混頻器和低通濾波器實(shí)現(xiàn)子帶信號(hào)分離，然后對(duì)子帶信號(hào)進(jìn)行采樣并且變換到頻域，最后將所有子帶頻譜拼接獲得完整頻譜的技術(shù).為了實(shí)現(xiàn)該技術(shù)，設(shè)計(jì)了一個(gè)由軟件無(wú)線電(Software-defined Radio, SDR)接收機(jī)和數(shù)字信號(hào)處理片上系統(tǒng)(System on Chip, SOC)組成的軟件無(wú)線電平臺(tái).隨后，在基于該平臺(tái)實(shí)現(xiàn)的綜測(cè)儀原型上對(duì)頻譜分析技術(shù)進(jìn)行了驗(yàn)證.仿真和實(shí)驗(yàn)表明，該方法和原型樣機(jī)能夠?qū)?～6 GHz范圍的頻譜進(jìn)行掃描，同時(shí)具有較低的噪聲水平和較好的動(dòng)態(tài)范圍，且能夠提供相位譜，因而適用于嵌入式頻譜儀和無(wú)線電綜測(cè)儀的應(yīng)用場(chǎng)合.

頻譜分析；子帶；軟件無(wú)線電；無(wú)線電綜合測(cè)試儀.

Abstract: Spectrum scanning is one of the basic techniques employed in the design of radio test instruments. In this paper, a mixer with variable local oscillator frequency followed by a low pass filter was adopted to acquire data to calculate the sub-bands of the entire spectrum. The sub-band signals are sampled and converted to the frequency domain. The entire spectrum was reconstructed by splicing the sub-bands spectrum. To implement this scheme, we proposed a software-defined radio platform, which was composed of a software-defined radio (SDR) receiver and a digital signal processing system on chip (SOC). Finally, a radio test set prototype was implemented based on the platform, which verified the proposed spectrum analysis scheme. Simulations and experiments show that the proposed scheme and the prototype are able to analyze the spectrum within 6GHz span, with low noise and high dynamic range, and can also provide the phase spectrum. The proposed scheme and the prototype are suitable for applications in built-in spectrum analyzers and radio test instruments.

Keywords: spectrum analysis; sub bands; software-defined radio; radio test set

傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀的射頻前端采用超外差式的結(jié)構(gòu)，首先對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行變頻，然后在中頻進(jìn)行濾波和功率檢波，以獲得該分辨率帶寬內(nèi)的信號(hào)功率；同時(shí)，不斷改變射頻本振頻率并相應(yīng)進(jìn)行上述功率檢波以達(dá)到掃頻的目的[1-2].隨著數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的發(fā)展，一方面人們對(duì)傳統(tǒng)掃頻儀的中頻信號(hào)進(jìn)行了數(shù)字化處理，提高了掃頻儀的精度和靈活性；另一方面出現(xiàn)了直接對(duì)信號(hào)進(jìn)行高速采樣，然后進(jìn)行數(shù)字傅里葉(DFT)變換的純數(shù)字式頻譜儀[1-6].

傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀支持的帶寬大，成本相對(duì)較低，但是存在模擬功率檢波易受環(huán)境影響，精度受限，電路實(shí)現(xiàn)靈活性不夠等缺點(diǎn).對(duì)于中頻信號(hào)處理的數(shù)字化在某種程度上改進(jìn)了傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀的處理能力和靈活性.傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀還有一個(gè)問(wèn)題是無(wú)法獲取相位譜[5,7].

純數(shù)字式頻譜儀處理精度高，能夠獲得相位譜，但是受限于ADC的性能和Nyquist采樣定律，往往無(wú)法做到很寬的頻段[3-5].

結(jié)合傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀和純數(shù)字傅里葉變換式頻譜儀的優(yōu)點(diǎn)，本文采用一個(gè)軟件無(wú)線電平臺(tái)實(shí)現(xiàn)了一個(gè)小型的實(shí)時(shí)頻譜儀.該頻譜儀支持對(duì)高達(dá)6 GHz的信號(hào)頻譜進(jìn)行分析，并且能夠同時(shí)提供功率譜和相位譜.由于采用了軟件無(wú)線電架構(gòu)，該頻譜儀電路簡(jiǎn)單、體積小、接口豐富，能夠滿足大量便攜式、嵌入式的頻譜分析需求.

本文章節(jié)安排如下：

第一節(jié)給出了頻譜掃描的基本流程，并討論了實(shí)現(xiàn)中需要考慮的參數(shù)選擇問(wèn)題.第二節(jié)給出了實(shí)現(xiàn)上述頻譜掃描算法的軟件無(wú)線電平臺(tái)軟硬件實(shí)現(xiàn)架構(gòu).第三節(jié)給出了仿真結(jié)果以及在一個(gè)實(shí)際的嵌入式掃頻儀原型上測(cè)試的結(jié)果.第四節(jié)對(duì)全文做出總結(jié).

1 算 法

1)頻譜掃描算法流程

當(dāng)需要分析高達(dá)6 GHz的信號(hào)頻譜的時(shí)候，現(xiàn)有器件無(wú)法滿足直接采樣的要求.因此需要結(jié)合傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀的射頻前端，將頻譜分段掃描.針對(duì)其中的一段頻譜，采用數(shù)字式頻譜儀的FFT計(jì)算方法獲取功率譜和相位譜.

假設(shè)掃描的頻段為

[fs,fe].

(1)

為了獲得[fs,fe] 頻段內(nèi)完整的頻譜，需要完成如下步驟：

a)模擬混頻：假設(shè)輸入模擬信號(hào)表示為s(t)，經(jīng)過(guò)混頻的信號(hào)表示為sbb(t) ，則混頻到基帶的信號(hào)表示為

sbb,n(t)=s(t)·exp(j·2πfrc,n),

(2)

其中frc,n表示第n次計(jì)算時(shí)的本振頻率，sbb,n(t)表示第n個(gè)子帶信號(hào).

b)濾波：在對(duì)信號(hào)采樣時(shí)為了滿足Nyquist采樣定律，需要對(duì)sbb,n(t)進(jìn)行抗混疊濾波，濾波之后的信號(hào)sbc,n(t) 可以表示為

sbc,n(t)=sbb,n(t)?h(t).

(3)

其中?表示卷積計(jì)算；h(t)表示抗混疊濾波器的沖激響應(yīng)，將sbc,n(t)的頻段限制在抗混疊濾波器帶寬Bbc范圍之內(nèi)，其中Bbc最大可以取Bsmax，并且Bbc小于采樣頻率fsampling.

c)采樣：采用高于Bbc的采樣率采樣sbc,n(t)，得到sbc,n(m),m=0,1,...,Lfft-1 ，Lfft為FFT計(jì)算的點(diǎn)數(shù).

d)通過(guò)FFT計(jì)算獲得每一段信號(hào)的功率譜和相位譜

Pbc,n=20·log10{fftshift[abs(fft(sbc,n)]}

Phbc,n=angle{fftshift[fft(sbc,n)]} .

(4)

2)算法實(shí)現(xiàn)參數(shù)分析

考慮到性能和實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度折中問(wèn)題，需要分析上述步驟中的參數(shù)選取原則.

a)頻譜子帶帶寬Bsub，抗混疊濾波器帶寬Bbc，采樣頻率fsampling設(shè)計(jì)：

首先Bsmax為前端最大處理帶寬，所以Bsmax>Bbc；然后，為了保證整個(gè)頻譜子帶各頻率分量不被濾除，抗混疊濾波器帶寬Bbc需要大于頻譜子帶帶寬Bsub；最后為了確保子帶頻譜不發(fā)生混疊現(xiàn)象，采樣頻率fsampling需要大于抗混疊濾波器帶寬Bbc，假設(shè)為復(fù)信號(hào)處理.

因此，為了得到正確的拼接頻譜，需要滿足:

Bsmax≥Bbc>Bsub,

(5)

fsampling>Bbc.

(6)

b)掃頻分辨率：

掃頻分辨率取決于采樣帶寬fsampling和采樣深度或者FFT計(jì)算點(diǎn)數(shù).一般而言，掃頻分辨率fresolution可以表示為

fresolution=fsampling/Lfft.

(7)

其中，fsampling為采樣帶寬，Lfft為FFT計(jì)算點(diǎn)數(shù)或采樣深度.

c)掃頻速度

掃頻速度與頻率分辨率和子帶帶寬密切相關(guān).頻率分辨率越高，則意味著處理相同子帶帶寬時(shí)FFT的長(zhǎng)度Lfft越大，即每個(gè)子帶的處理時(shí)間越長(zhǎng)，造成子帶切換的周期越長(zhǎng).而在相同分辨率條件下，選擇子帶的帶寬也會(huì)影響掃頻速度：子帶帶寬越大，造成一次FFT的長(zhǎng)度Lfft越大，但是子帶切換的次數(shù)會(huì)變少；相反，子帶帶寬越小，造成一次FFT的長(zhǎng)度Lfft越小，但是子帶切換的次數(shù)會(huì)增加.工程實(shí)現(xiàn)時(shí)應(yīng)該結(jié)合軟硬件設(shè)計(jì)，合理選取頻率分辨率和子帶帶寬.

d)存儲(chǔ)容量

2 實(shí) 現(xiàn)

上述的算法步驟，適合于采用軟件無(wú)線電平臺(tái)實(shí)現(xiàn).在模擬前端完成本振頻率可變的直接變頻，將信號(hào)不同子帶變換到基帶，經(jīng)過(guò)低通濾波后進(jìn)行采樣，并進(jìn)行數(shù)字降采樣；然后在數(shù)字信號(hào)處理平臺(tái)進(jìn)行FFT計(jì)算完成頻譜分析，最終將所有子帶的頻譜拼接后獲得完整的頻譜.

1)用于頻譜分析的軟件無(wú)線電平臺(tái)

本文采用了一個(gè)高集成度的平臺(tái)，主要包括一個(gè)高性能的模擬前端和數(shù)字采樣率變換模塊組成的軟件無(wú)線電接收器和一個(gè)由雙核ARM和可編程邏輯(PL)組成的高性能數(shù)字信號(hào)處理平臺(tái).見(jiàn)圖1.

圖1 應(yīng)用于頻譜掃描的軟件無(wú)線電平臺(tái)Figure 1 Software-defined platform for spectrum scanning

圖1所示的軟件無(wú)線電接收機(jī)選用Analog Device公司的AD9361.而DSP 平臺(tái)采用Xilinx公司的Zynq SOC.

Analog Device公司的AD9361是一款高性能、高集成度的射頻(RF)收發(fā)器，它在單個(gè)器件中集成了所有收發(fā)器必要的RF、混合信號(hào)和數(shù)字模塊，并具有可編程能力.其工作頻率為70 MHz～6 GHz，通道帶寬為200 kHz～56 MHz[8-9].AD9361的功能框圖如圖2所示.

圖2 AD9361接收端架構(gòu)Figure 2 Architecture of RX link of AD9361

從圖2可以看出，AD9361采用的是零中頻架構(gòu)，接收到的RF信號(hào)不經(jīng)過(guò)中頻變頻，而是直接變頻到基帶信號(hào).芯片包含了射頻放大器、混頻器、模擬濾波器、12 位的 ADC 和 DAC、數(shù)字濾波器、采樣率變換等模塊，另外還集成了收發(fā)通道的頻率合成器，用于為RF信號(hào)路徑生成需要的本振信號(hào).

由于AD9361是零中頻架構(gòu)，會(huì)產(chǎn)生直流偏置和正交不平衡現(xiàn)象，因此，在芯片內(nèi)部每個(gè)接收子系統(tǒng)集成了獨(dú)立的直流偏置校正、正交校正和數(shù)字濾波電路.為了在多種溫度和輸入信號(hào)條件下維持高性能水準(zhǔn)，芯片還提供了自動(dòng)增益控制( AGC) 系統(tǒng).

在用作頻譜分析時(shí)，基于上述校正電路，需要設(shè)計(jì)手動(dòng)或自動(dòng)的校正流程；同時(shí)為正確計(jì)算信號(hào)功率，需要關(guān)閉AGC而采用手動(dòng)增益控制(MGC).

圖1所示的軟件無(wú)線電平臺(tái)中，AD9361接收器主要實(shí)現(xiàn)下列功能：

a)通過(guò)調(diào)整接收端混頻器本振頻率，將輸入的模擬RF信號(hào)下變頻到不同的子帶基帶信號(hào)；

b)ADC采集模擬基帶信號(hào)得到過(guò)采樣的數(shù)字信號(hào)；

c)經(jīng)過(guò)數(shù)字濾波器對(duì)信號(hào)進(jìn)行濾波，并通過(guò)調(diào)整各數(shù)字濾波器的抽取系數(shù)產(chǎn)生需要的數(shù)據(jù)流速率.

Zynq-7000 AP SOC是Zynq-7000全可編程片上系統(tǒng)(Zynq-7000 All Programmable System on Chip)的縮寫，它將一個(gè)雙核ARM Cortex-A9處理系統(tǒng)(Processing System，簡(jiǎn)稱PS)和Xilinx 7-Series 28 nm 可編程邏輯(Programmable Logic，簡(jiǎn)稱PL)及各種外圍設(shè)備集成到一個(gè)芯片上，組成了一個(gè)高集成度的片上系統(tǒng)(SOC)[10-13].圖3為一個(gè)簡(jiǎn)化的Zynq結(jié)構(gòu)模型：

圖3 Zynq SOC架構(gòu)Figure 3 Architecture of Zynq SOC

Zynq SOC在最外層結(jié)構(gòu)上只有兩部分：處理系統(tǒng)(PS)和可編程邏輯(PL)，PS和PL之間通過(guò)高速AXI接口進(jìn)行數(shù)據(jù)的交換，這樣，使用Zynq SOC既可以單獨(dú)使用ARM來(lái)實(shí)現(xiàn)嵌入式系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，又可以使用FPGA來(lái)實(shí)現(xiàn)各種時(shí)序邏輯和組合邏輯的設(shè)計(jì)，最為關(guān)鍵的是可以同時(shí)使用二者來(lái)進(jìn)行更為靈活的系統(tǒng)級(jí)功能設(shè)計(jì).

圖1所示的軟件無(wú)線電平臺(tái)中，Zynq作為數(shù)字信號(hào)處理平臺(tái)，主要實(shí)現(xiàn)下列功能：

a)通過(guò)SPI接口控制AD9361的各種參數(shù)，主要是初始化AD9361、通道校正、工作模式配置等，特別是調(diào)整AD9361的接收端本振頻率實(shí)現(xiàn)掃頻；

b)存儲(chǔ)AD9361采集到的數(shù)據(jù)流并進(jìn)行FFT計(jì)算得到頻譜子帶數(shù)據(jù)；

c)通過(guò)對(duì)外接口例如以太網(wǎng)，傳輸頻譜子帶數(shù)據(jù)到外部設(shè)備.

2)軟件實(shí)現(xiàn)架構(gòu)

在圖1所示平臺(tái)上實(shí)現(xiàn)上述頻譜掃描算法的軟件分別運(yùn)行在處理系統(tǒng)(PS)和可編程邏輯(PL)上，具有軟件結(jié)構(gòu)復(fù)雜、功能集成度高、工具鏈集成度高的特點(diǎn).

在PL上，采用邏輯電路實(shí)現(xiàn)AD9361接口、DMA控制器和大運(yùn)算量的FFT譜分析的功能.PL邏輯電路架構(gòu)如圖4.

圖4 可編程邏輯電路架構(gòu)Figure 4 Programmable Logic design

PS側(cè)采用軟件工程的方法進(jìn)行設(shè)計(jì)，運(yùn)行于PS的軟件采用分層架構(gòu)，底層是操作系統(tǒng)，中間是驅(qū)動(dòng)層，最上層是應(yīng)用層.為了充分發(fā)揮ARM雙核處理器的處理能力，并且折中考慮靈活性和實(shí)時(shí)性，實(shí)時(shí)操作系統(tǒng)選用Free RTOS.在驅(qū)動(dòng)層分別實(shí)現(xiàn)了用于軟件無(wú)線電接收機(jī)配置的SPI 驅(qū)動(dòng)、頻譜子帶數(shù)據(jù)的DMA驅(qū)動(dòng)、外部設(shè)備接口驅(qū)動(dòng).而這些驅(qū)動(dòng)程序都在應(yīng)用層的掃頻控制器模塊的控制下工作；得到子帶頻譜數(shù)據(jù)后，子帶頻譜拼接模塊也在應(yīng)用層實(shí)現(xiàn).除了上述兩個(gè)模塊，應(yīng)用層還支持將頻譜通過(guò)外部接口(比如千兆以太網(wǎng))導(dǎo)出、外接LCD顯示等應(yīng)用開發(fā).

PS側(cè)軟件結(jié)構(gòu)如圖5.

圖5 PS側(cè)軟件架構(gòu)Figure 5 Software architecture on PS

3 實(shí) 驗(yàn)

本節(jié)首先給出仿真結(jié)果，然后給出在軟件無(wú)線電驗(yàn)證平臺(tái)上測(cè)試得到的結(jié)果，并加以分析.

3.1 子帶頻譜拼接仿真

仿真參數(shù)設(shè)置如下：

a)輸入信號(hào)采用點(diǎn)頻信號(hào)，在[1.8 GHz,2.8 GHz] 區(qū)間內(nèi)隨機(jī)產(chǎn)生具有5個(gè)頻點(diǎn)的點(diǎn)頻信號(hào)，并疊加高斯白噪聲，歸一化噪聲功率譜密度為-97 dBc/Hz；

b)設(shè)置掃描頻段[fs,fe]=[1.8 GHz, 2.8 GHz] ，子帶帶寬Bsub=40 MHz，因此frc,n=1.8 GHz+20 MHz+n·40 MHz,n=0,1,…,24.

c)設(shè)置基帶采樣率fsampling=200 MHz，F(xiàn)FT長(zhǎng)度為16 384點(diǎn)，因此頻率分辨率為12.2 kHz.

仿真時(shí)通過(guò)對(duì)比拼接后的頻譜和直接計(jì)算的整個(gè)頻段頻譜，來(lái)分析算法可行性.

圖6和7給出了本文算法仿真結(jié)果，截取每個(gè)Bsub內(nèi)有效頻譜，可以得到如圖6所示每一個(gè)子帶的頻譜.將這些子帶拼接，可以得到如圖7所示的拼接頻譜，與圖7所示的原始頻譜比較，存在單音信號(hào)處的信號(hào)功率誤差小于0.5 dB，在白噪聲處功率譜密度誤差小于1 dB.

圖6 子帶頻譜Figure 6 Sub bands of spectrum

圖7 原始頻譜和拼接頻譜對(duì)比Figure 7 Comparison between original spectrum and catenated one

3.2 嵌入式頻譜儀原型實(shí)驗(yàn)

本文所述頻譜分析算法和硬件平臺(tái)已經(jīng)作為一個(gè)綜合測(cè)試儀的一部分，嵌入到實(shí)際的儀表使用.硬件平臺(tái)包括3部分，分別為信號(hào)輸入預(yù)處理的阻抗變換、預(yù)放和調(diào)理電路，以及軟件無(wú)線電接收器和數(shù)字信號(hào)處理平臺(tái).其中軟件無(wú)線電接收器采用AD9361的開發(fā)板ad-fmcomms2來(lái)實(shí)現(xiàn)，數(shù)字信號(hào)處理平臺(tái)采用Xilinx的開發(fā)板ZC702實(shí)現(xiàn)，由ad-fmcomms2和ZC702組成的頻譜儀硬件原型如圖8.

圖8 頻譜儀硬件原型Figure 8 Hardware prototype of the proposed spectrum analyzer

在實(shí)驗(yàn)時(shí)，選取降采樣后的采樣頻率為20 MHz，F(xiàn)FT長(zhǎng)度設(shè)置為16 384點(diǎn)，故頻譜掃描分辨率為1.22 kHz；進(jìn)一步掃描范圍設(shè)置為1.8～2.8 GHz.

首先通過(guò)信號(hào)源輸出3個(gè)單音信號(hào)分別位于f1=1.87 GHz，f2=2.2 GHz，f3=2.3 GHz；信號(hào)功率分別為-8 dBm、-12 dBm和-15 dBm.頻譜掃描結(jié)果如圖9.

圖9 單音信號(hào)測(cè)試Figure 9 Single-tone test

從圖9可以看出，頻譜儀的底噪聲在-70 dBm/10log(Bresolution)=-101 dBm/Hz，有待從頻

綜和信號(hào)完整性設(shè)計(jì)方面進(jìn)一步提高.AD9361本身的動(dòng)態(tài)范圍在60 dB以上，頻譜儀的動(dòng)態(tài)范圍取決于前端放大器配合ADC的動(dòng)態(tài)范圍實(shí)現(xiàn)，也可以進(jìn)一步提高.

然后，我們?cè)O(shè)置信號(hào)源輸出一個(gè)5 MHz帶寬的QPSK信號(hào)，掃描得到圖10和圖11所示的頻譜.圖10(a)為設(shè)置頻譜儀原型掃描帶寬為1 GHz測(cè)試得到的頻譜.圖10(b)為設(shè)置掃描帶寬為20 MHz測(cè)試得到的頻譜.測(cè)試圖10(b)所示的信號(hào)的信道功率為-10 dBm，與信號(hào)源輸出相比誤差小于1 dB.圖11為與圖10(b)對(duì)應(yīng)的測(cè)試同時(shí)得到的相位譜.

圖10 帶寬為5 MHz信號(hào)測(cè)試Figure 10 Signal with 5 MHz bandwidth test

圖11 帶寬為5 MHz信號(hào)相位譜測(cè)試Figure 11 Phase spectrum test of signal with 5 MHz bandwidth

上述實(shí)驗(yàn)測(cè)試過(guò)程中，一次掃描時(shí)間為30～35 ms，用作頻譜儀顯示時(shí)，沒(méi)有必要采用這么高的刷新頻率.

4 結(jié) 語(yǔ)

除了各種不同性能水平的通用頻譜儀，小型化、嵌入式的頻譜儀在科研和生產(chǎn)中也得到了廣泛的應(yīng)用，從而對(duì)于頻譜分析技術(shù)提出了新的要求.本文給出了一種結(jié)合了傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀和純數(shù)字傅里葉變換式頻譜儀的優(yōu)點(diǎn)的頻譜掃描方法，并且在一個(gè)軟件無(wú)線電平臺(tái)上得到了實(shí)現(xiàn).仿真和實(shí)驗(yàn)表明，該方法和樣機(jī)能夠?qū)? GHz范圍之內(nèi)的頻譜進(jìn)行掃描，并且具有較低的噪聲水平和較好的動(dòng)態(tài)范圍，并且能夠提供相位譜.具有掃描速度快、集成度高、成本低的特點(diǎn)，適用于嵌入式頻譜儀和無(wú)線電綜測(cè)儀的應(yīng)用場(chǎng)合.今后，進(jìn)一步的工作可以在降低底噪聲、提高動(dòng)態(tài)范圍和通道補(bǔ)償?shù)确矫嬲归_.

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Aspectrumscanningschemebasedonsoftware-definedradio

QUAN Daying, LIU Hengliang, KONG Weitai, JIN Xiaoping

(College of Information Engineering, China Jiliang University, Hangzhou 31018, China)

2096-2835(2017)03-0380-08

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2017-06-14 《中國(guó)計(jì)量大學(xué)學(xué)報(bào)》網(wǎng)址zgjl.cbpt.cnki.net

浙江省自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(No.LY17F010012).

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