李志軍，奚文霞，劉爽，張珈瑋，張仔坤，王娟，張川博

（河北工業(yè)大學(xué)控制科學(xué)與工程學(xué)院，天津 300130）

基于SVPWM的三相新型諧振直流環(huán)節(jié)逆變器

李志軍，奚文霞，劉爽，張珈瑋，張仔坤，王娟，張川博

（河北工業(yè)大學(xué)控制科學(xué)與工程學(xué)院，天津 300130）

為了使逆變器具有更高的效率、功率密度和可靠性，提出了一種結(jié)構(gòu)簡單、控制方便的諧振直流環(huán)節(jié)逆變器。給出軟開關(guān)的工作原理解析和各個模態(tài)下的等效電路圖，并使用SVPWM調(diào)制方法降低諧波含量，提高電壓利用率，且三相逆變器開關(guān)管實現(xiàn)了ZVS。通過Matlab/Simulink仿真工具進(jìn)行模型搭建，驗證該諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的正確性、可行性和有效性。

直流環(huán)節(jié)；諧振逆變器；空間矢量脈寬調(diào)制；零電壓開關(guān)

逆變器是基于電力電子技術(shù)的能量轉(zhuǎn)換和控制裝置，是新能源發(fā)電系統(tǒng)的核心部件。逆變器工作頻率高頻化帶來裝置體積和材料成本降低的同時，也帶來了諸如開關(guān)損耗、裝置工作環(huán)境惡化等一系列問題。為改善逆變器工作條件，軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)運而生，軟開關(guān)技術(shù)不僅可以解決以上問題，還可以提高裝置的功率密度和集成化程度，降低電壓電流應(yīng)力，減少電磁干擾。

20世紀(jì)80年代末期，美國Wisconsin大學(xué)D.M Divan博士首先發(fā)表了關(guān)于諧振直流環(huán)節(jié)逆變器文章［1］。自提出以來，便在電力電子領(lǐng)域展開了深入的研究。從最開始的諧振直流環(huán)節(jié)逆變器（RDCLΙ）［1］，到后來形成有源鉗位諧振直流環(huán)節(jié)逆變器（ACRDCLΙ）［2］。至今提出了各種直流環(huán)節(jié)并聯(lián)諧振逆變器［3-6］以及其他改進(jìn)的諧振直流環(huán)節(jié)逆變器［7-12］。盡管諧振直流環(huán)節(jié)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)已有廣泛應(yīng)用，但仍有以下問題需要解決［2-12］：1）輔助電路開關(guān)管較多，電路比較難控制；2）直流母線有串聯(lián)大電容，中性點電位不穩(wěn)定，軟開關(guān)形成將受到影響；3）常規(guī)使用PWM調(diào)制，諧波含量較高，電壓利用率低。

為解決以上問題，本文提出一種新型諧振直流環(huán)節(jié)逆變器，此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單，輔助開關(guān)管少，控制相對簡單，直流母線上無串聯(lián)大電容，對軟開關(guān)的實現(xiàn)影響較小。本文使用SVPWM調(diào)制方法提高直流母線電壓利用率［13-15］，使用Simulink仿真工具對該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行有效性驗證。

1 逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

三相新型諧振直流環(huán)節(jié)逆變器主電路如圖1所示。輔助諧振電路由電感Lr、電容Cr，1個輔助二極管Da，2個開關(guān)管Ss，Sr及反并聯(lián)二極管Ds，Dr組成，輔助電路保證軟開關(guān)的實現(xiàn)。

圖1 三相新型諧振直流環(huán)節(jié)逆變器Fig.1 A novel three phase resonant DC-Link inverter

假設(shè)輔助電路中的器件工作在理想狀態(tài)，且負(fù)載電感值遠(yuǎn)大于諧振電感值。單相等效電路如圖2所示。

圖2 單相等效電路Fig.2 Single phase equivalent circuit

直流諧振逆變器可分為以下7種工作狀態(tài)，如圖3所示。

圖3 各工作模態(tài)等效電路Fig.3 Equivalent circuits of different operation modes

模態(tài)0：如圖3a所示，逆變器處于穩(wěn)定狀態(tài)，諧振電感電流iLr為零，假定諧振電容兩端電壓為U0。開關(guān)管Ss導(dǎo)通，由電源U、開關(guān)管Ss與負(fù)載電流I0形成回路，且諧振電感與電容不工作。

模態(tài)1：觸發(fā)開關(guān)管Sr，諧振電路開始工作，因為電感電流不能突變，開關(guān)管Sr可以認(rèn)為是ZCS。電源電壓U給諧振電感Lr與諧振電容Cr正向充電，電感電流iLr和電容兩端電壓uCr逐漸增加。當(dāng)電容兩端電壓uCr與電源電壓U相等時，電感電流iLr達(dá)到正最大值，隨后諧振電感開始放電，電感電流下降，但電容電壓仍繼續(xù)增大。諧振電感完成1次充放電過程，當(dāng)電感電流iLr諧振回零時，關(guān)斷Sr，此時開關(guān)管Sr為ZCS，且諧振電容兩端電壓達(dá)到正向最大值。

模態(tài)2：諧振電容Cr開始放電，且其兩端電壓正向減小。諧振電感Lr開始反向充電，電感電流反向增加，此時二極管Dr自然導(dǎo)通。當(dāng)電感電流iLr達(dá)到與負(fù)載電流I0相等時，該模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)3：當(dāng)電感電流iLr達(dá)到與負(fù)載電流I0相等時，Ds自然導(dǎo)通，且開關(guān)管Ss的電流為零，此時關(guān)斷開關(guān)管Ss，開關(guān)管Ss為ZVS與ZCS。諧振電容Cr繼續(xù)放電，且電容兩端電壓正向減小。諧振電感Lr繼續(xù)被反向充電，電感電流繼續(xù)反向增加，當(dāng)電容兩端電壓uCr與電源電壓U相等時，諧振電感停止充電，且電感電流iLr達(dá)到反向最大值，隨后諧振電感Lr開始反向放電，電感電流反向減小到與負(fù)載電流I0再次相等時，二極管Ds反向截止，該模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)4：開關(guān)管Ss關(guān)斷，二極管Ds已截止，如圖3e所示，Lr，Cr，Dr與負(fù)載電流I0形成回路。諧振電容Cr繼續(xù)放電，電容兩端電壓線性減小，諧振電感電流等于回路電流且保持為I0，當(dāng)諧振電容Cr放電為零時，該模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)5：諧振電感Lr再次放電，電感電流iLr減少，輔助二極管Da與等效二極管Di自然導(dǎo)通，直流母線電壓形成零電壓凹槽且保持為零，逆變橋上主開關(guān)管完成1次零電壓切換。諧振電容Cr被反向充電，其電壓uCr反向增大。當(dāng)電感電流iLr減少為零時，uCr達(dá)到反向最大值，該模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)6：當(dāng)電感電流iLr減少為零時，觸發(fā)開關(guān)管Ss，直流母線電壓回到電源電壓U，諧振電感、諧振電容與輔助二極管Da構(gòu)成內(nèi)回路，Lr，Cr進(jìn)行能量交換。諧振電容Cr反向放電，電容兩端電壓減?。恢C振電感Lr被正向充電，電感電流正向增加，當(dāng)其兩端電壓uCr減小到零時，電感電流iLr達(dá)到最大值。此時諧振電感Lr開始正向放電，電感電流iLr逐漸減少，諧振電容Cr正向充電，諧振電容電壓正向增大，當(dāng)諧振電感電流iLr為零時，諧振電容兩端電壓增大到初始值U0，由于輔助二極管Da反向阻礙作用，諧振電感不能反向充電，且電感電流iLr不能反向，Lr，Cr諧振電路停止工作，電路返回模態(tài)0，且逆變器處于穩(wěn)定狀態(tài)，該模態(tài)結(jié)束。這個工作周期結(jié)束。

2 參數(shù)設(shè)計

假設(shè)T0，T1，T2，T3，T4，T5，T6分別為這7個模態(tài)的持續(xù)時間。為實現(xiàn)軟開關(guān)，母線電壓為零，持續(xù)時間T5應(yīng)大于死區(qū)時間ΔT，且輔助開關(guān)管Sr提前工作時間Tahead應(yīng)大于模態(tài)1～模態(tài)4持續(xù)時間之和，且為保證Ss零電流關(guān)斷，可得出以下3個不等式：

T1～T6的持續(xù)時間計算如下：

諧振電容和諧振電感設(shè)計原則：

輔助開關(guān)管Ss關(guān)斷持續(xù)時間：

輔助開關(guān)管Sr開通持續(xù)時間：

為搭建逆變器仿真模型，由式（1）～式（13）得到的初始電路設(shè)計參數(shù)為：輸入直流電壓U= 400 V，輸出最大相電流I0max=10 A，死區(qū)時間ΔT= 4 μs，輸出頻率?o=50 Hz，開關(guān)頻率?=10 kHz，諧振電感Lr=28 μH，諧振電容Cr=1 μF，諧振電容初始值U0=159 V，開關(guān)管Ss關(guān)斷時間TSs=28 μs，開關(guān)管Sr開通時間TSr=18 μs，開關(guān)管Sr提前工作時間Tahead=36 μs。

3 SVPWM的實現(xiàn)

空間矢量調(diào)制方法在一定范圍調(diào)制比內(nèi)性能較好，輸出諧波含量相對較小，提高了電壓的利用率?？臻g矢量扇區(qū)與合成空間矢量如圖4所示。

圖4 空間矢量扇區(qū)與合成空間矢量Fig.4 Space vector sectors and synthetic space vector

SVPWM的仿真實現(xiàn)步驟如下：

1）先將三相相電壓Ua,Ub,Uc用Ud,Uq表示：

2）判斷U所在的扇區(qū)，將Ud,Uq與PWM周期Ts作為輸入。若Uq＞0，則A=1，否則A=0；若Ud-Uq＞0，則B=1，否則B=0；若-Ud-Uq＞0，則C=1，否則C=0。所在扇區(qū)為N=A+2B+4C。

3）求出每個扇區(qū)非零矢量和零矢量作用時間，并求出矢量切換時刻Tcm1，Tcm2，Tcm3。最后得出PWM1，PWM3，PWM5。由OUT1，OUT2，OUT3，OUT4，OUT5，OUT6給諧振直流環(huán)節(jié)逆變器提供6個開關(guān)信號。圖5所示為SVPWM所搭建的模塊。

逆變器主開關(guān)器件要實現(xiàn)ZVS，則6個開關(guān)管切換時刻必須在母線零電壓凹槽內(nèi)，而母線電壓下降到0需要一個過程，則需要輔助開關(guān)管Sr提前開通（即把主開關(guān)管信號向后平移）。根據(jù)逆變器電路參數(shù)可以得到開關(guān)管Ss，Sr開通關(guān)斷時間。由SVPWM得到PWM1，PWM3，PWM5后，先將主開關(guān)信號向后平移36 μs，加入4 μs死區(qū)時間。輔助開關(guān)管Ss設(shè)置關(guān)斷時間為28 μs，輔助開關(guān)管Sr設(shè)置開通時間為18 μs。諧振直流環(huán)節(jié)逆變器8個開關(guān)管控制模塊，如圖6所示。

圖5 SVPWM模塊Fig.5 SVPWM module

圖6 邏輯控制模塊Fig.6 Logic control module

4 功率損耗分析

逆變器主開關(guān)器件實現(xiàn)了ZVS，可以忽略其開關(guān)損耗，且Ss為零電流零電壓關(guān)斷，Sr為ZCS，二極管Da,Ds,Dr開通損耗可以忽略。只需要計算開關(guān)管Ss的通態(tài)損耗、Sr通態(tài)損耗及二極管Da，Ds，Dr通態(tài)損耗，設(shè)開關(guān)管的通態(tài)壓降為UCE，二極管通態(tài)壓降為UD，開關(guān)頻率為?c，分析如下：

1）輔助開關(guān)Ss在4個模態(tài)中保持開通狀態(tài)，分別在模態(tài)0，模態(tài)1，模態(tài)2和模態(tài)6，輔助開關(guān)Ss在模態(tài)0和模態(tài)6中電流恒定。

Ss在模態(tài)1中電流正弦振蕩：

Ss在模態(tài)2中電流正弦振蕩：

由式（14）～式（16）分段積分后可以得到Ss的通態(tài)損耗：

2）輔助開關(guān)Sr的通態(tài)損耗。

由式（17）可得Sr的通態(tài)損耗為

3）二極管Da的通態(tài)損耗。

由式（18）可得Da的通態(tài)損耗為

4）二極管Ds在模態(tài)3開通。

由（19）可得Ds的通態(tài)損耗為

5）二極管Dr在模態(tài)2～模態(tài)5開通。

二極管Dr在模態(tài)2和模態(tài)3：

二極管Dr在模態(tài)4：

二極管Dr在模態(tài)5：

由式（20）～式（22）分段積分后可以得到的Dr通態(tài)損耗：

由以上可以得到輔助電路總的功率損耗為

設(shè)PSS和PSW為開關(guān)管的通態(tài)損耗和開關(guān)損耗，PIN為輸入功率，該軟開關(guān)電路相比于硬開關(guān)電路功率提高了ΔP為

該諧振逆變器電路相比于硬開關(guān)電路提高的效率為

5 電路仿真分析與驗證

為了驗證本文拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的正確性，根據(jù)圖1以及逆變器電路設(shè)計參數(shù)搭建電路模型如圖7所示。逆變器輸出端接三相阻感性負(fù)載。如圖8所示，輔助電路右側(cè)的直流母線電壓形成回零的一段凹槽，為軟開關(guān)創(chuàng)造條件。如圖9所示，主開關(guān)管實現(xiàn)了ZVS。A相電流電壓波形如圖10所示。輸入電壓400 V，輸出電流10 A，諧波畸變率為2.13%，如圖11所示。由功率損耗分析和逆變器電路參數(shù)計算可以得到圖12所示的效率曲線。

圖7 電路仿真模型Fig.7 Circuit simulation model

圖8 直流母線電壓Fig.8 DC-bus voltage

圖9 S1電壓電流波形Fig.9 The current and voltage waveforms of S1

圖10 A相電流電壓波形Fig.10 A phase current and voltage waveforms

圖11 A相電流Ia的諧波畸變率Fig.11 The harmonic distortion of A phase current（Ia）

圖12 效率曲線Fig.12 Efficiency curve

6 結(jié)論

本文提出一種新型諧振直流環(huán)節(jié)逆變器，其突出優(yōu)勢是只有2個輔助開關(guān)管，控制邏輯簡單；直流側(cè)沒有串聯(lián)大電容，中性點電位比較穩(wěn)定，不會出現(xiàn)電位變化問題；逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單，降低了逆變器成本；使用SVPWM調(diào)制，諧波畸變率較低。通過對其三相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的仿真驗證及損耗進(jìn)行分析，可以得到以下結(jié)論：1）該逆變器直流母線電壓形成一段回零的電壓凹槽，主開關(guān)管在零電壓凹槽內(nèi)完成開關(guān)轉(zhuǎn)換，實現(xiàn)ZVS；2）2個輔助開關(guān)管也在無損耗情況下切換；3）負(fù)載輸出側(cè)電流為光滑的正弦波，實驗證明了此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是正確可行的；4）由效率計算可以得到，相比于傳統(tǒng)的直流諧振軟開關(guān)逆變器，此新型逆變器效率提高較明顯。

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Novel Three Phase Resonant DC-link Inverter Based on SVPWM Strategy

LI Zhijun，XI Wenxia，LIU Shuang，ZHANG Jiawei，ZHANG Zikun，WANG Juan，ZHANG Chuanbo
（School of Control Science and Engineering，Hebei University of Technology，Tianjin 300130，China）

In order to make the inverter with higher efficiency，power density and reliability，a resonant DC-link inverter with simple topology and convenient control was proposed.The analysis of soft-switching principle and the equivalent circuits at different operation modes was given.SVPWM method was used to reduce the harmonic content and improve the voltage utilization.And the switches of a three-phase inverter could be turned on under the ZVS condition.The model was built by Matlab∕Simulink tools，and the results show that the resonant DC-link inverter is correct，feasible and valid.

DC-link；resonant inverter；space vector pulse width modulation；zero voltage switching

TM 464

A

10.19457∕j.1001-2095.20170706

2016-06-21

修改稿日期：2016-10-31

河北省科技支撐計劃項目（15212105D）

李志軍（1964-），男，博士生導(dǎo)師，教授級高級工程師，Email：zhijun_li@263.net