萬應(yīng)才，王 磊，郭 瑞，楊玉崗

（遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島125105）

一種新穎四象限隔離型反激雙向直流變換器

萬應(yīng)才，王 磊，郭 瑞，楊玉崗

（遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島125105）

隔離型反激DC-DC變換器具有較高增益和較大功率等級，已成為高增益大功率場合的研究焦點(diǎn)，針對傳統(tǒng)反激變換器存在的變壓器漏感尖峰的問題，提出一種帶反激緩沖器的隔離式四象限全橋雙向DC-DC變換器。應(yīng)用鉗位電容和反激緩沖器來鉗位因流饋式電感和隔離變壓器漏電感間的潮流差而引起的尖峰電壓，成功地把電壓鉗位到理想水平；同時消除了因漏電感的續(xù)流帶來的開關(guān)損耗，提高了變換器工作效率；緩沖器還限制漏感電流ip在全橋開關(guān)中循環(huán)，在超載情況下降低了開關(guān)電流應(yīng)力，提高了系統(tǒng)可靠性。實(shí)驗(yàn)證明了理論分析正確性和可行性。

反激緩沖器；四象限變換器；尖峰電壓；漏電感

雙向DC-DC變換器以其特有的優(yōu)點(diǎn)被應(yīng)用在越來越多的場合，因此，研究具有寬輸入適應(yīng)性、高增益穩(wěn)定性的DC-DC變換器具有非常重要的意義。近年來，很多學(xué)者致力于研究高增益直流變換器，其原因是非隔離型DC-DC變換器輸入電壓等級較低，難以得到較高電壓，如文獻(xiàn)[1]提出了可滿足高增益要求的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。隔離式DC-DC變換器通過變壓器匝數(shù)比獲得高增益和較大輸出電壓等級，隨著功率等級增加，無法忽視的變壓器漏感使得在開關(guān)過程中產(chǎn)生較大的尖峰電壓。此外，漏感的續(xù)流將增加開關(guān)管的損耗，降低變換器每個工作周期的效率。

在設(shè)計(jì)反激變換器時，由于需要設(shè)計(jì)有效的鉗位電路，來消除因流饋式電感和隔離變壓器間的潮流差而引起的尖峰電壓。傳統(tǒng)簡單易行的方法是應(yīng)用RCD緩沖電路來鉗位電壓，其缺點(diǎn)是反激式變換器在開關(guān)管導(dǎo)通時能量存儲在勵磁電感與漏感中，而當(dāng)開關(guān)管截止時，存儲在漏感中的能量因無法傳遞到副邊而損耗在開關(guān)管和RCD箝位電路上，導(dǎo)致效率降低。文獻(xiàn)[2]提出用Buck變換電路來代替RCD緩沖電路，但需要復(fù)雜的鉗位電路，器件的增加帶來控制上的困難。此外，現(xiàn)有文獻(xiàn)中提及的多數(shù)反激變換器都是單象限運(yùn)行，控制電路和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)過于復(fù)雜會降低系統(tǒng)穩(wěn)定性。

基于此，本文提出一種簡單的鉗位電路，應(yīng)用于四象限反激變換器，通過設(shè)計(jì)反激緩沖器來回收鉗位電容所獲得的能量，同時解決諧振電流導(dǎo)致的開關(guān)電流應(yīng)力增加的問題。該緩沖器能夠獨(dú)立工作來調(diào)節(jié)鉗位電容電壓，把電壓鉗位到理想水平。而電流不會在全橋開關(guān)中循環(huán)，提高了系統(tǒng)可靠性。最后設(shè)計(jì)制作實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，證明理論分析的有效性和可行性。

1 電路拓?fù)涓攀龊蛢?yōu)點(diǎn)

圖1 帶反激緩沖器的隔離型四象限雙向DC-DC變換器主電路Fig.1 Main circuit of isolated four-quadrant bidirectional DC-DC converter with flyback buffer

本文提出的帶反激緩沖器的隔離型雙向DCDC變換器電路拓?fù)淙鐖D1所示，該變換器有2種工作模式：Buck工作模式和Boost工作模式。圖1中，流饋式開關(guān)橋和反激緩沖器在低壓側(cè)，壓饋式開關(guān)橋在高壓側(cè)。能量從低壓側(cè)到高壓側(cè)的過程中變換器工作在Boost模式，而當(dāng)能量由高壓側(cè)反向回饋時，可以實(shí)現(xiàn)Buck工作模式[3-5]。該變換器電路拓?fù)涞闹饕獌?yōu)點(diǎn)包括：①電路中電感Lm同時具有濾波和儲能作用；并且在開關(guān)換流期間，鉗位支路的鉗位電容CC和鉗位二極管DC可以吸收流饋式電感Lm和漏感Lll以及和隔離變壓器電感Llh之間的潮流差。②反激緩沖器可以獨(dú)立控制并調(diào)節(jié)鉗位電容電壓VC，使其微高于變壓器低壓側(cè)線圈電壓VAB的理想效果，因此，開關(guān)M1～M4的電壓應(yīng)力被限定在一個較低值，提高了系統(tǒng)穩(wěn)定性，避免因尖峰電壓過大導(dǎo)致的充電漂移、過電流密度和過磁力等一系列問題，惡化MOSFET載流子密度、導(dǎo)電溝道寬度和引腳接合度。從而在本質(zhì)上可以減小傳輸電阻，提高系統(tǒng)效率。

2 工作模態(tài)分析

雙向DC-DC變換器有兩種工作模式：升壓Boost模式和降壓Buck模式。在Boost模式工作時，開關(guān) M1～M4被控制導(dǎo)通和關(guān)斷，開關(guān) M5～M8的反并聯(lián)二極管D5～D8用于整流。在Buck模式，開關(guān)M5～M8被控制， 開關(guān) M1～M4的反并聯(lián)二極管 D1～D4用于整流。

2.1 升壓模式的工作模態(tài)分析

變換器工作在Boost模式時，開關(guān)M1～M4組成一個等效Boost變換器，此時開關(guān)M1～M4被分成兩種組合方式（M1，M2）和（M3，M4）。 M1～M4開啟，給電感Lm供給能量，同時在高壓側(cè)，開關(guān)M5～M8的體二極管D5～D8傳輸能量到VHV，當(dāng)開關(guān)的組合方式由（M1，M2）、（M3，M4）變成（M1，M4）、（M2，M3）時，電流差iC=iL-ip，給鉗位電容CC充電，變壓器一側(cè)線圈中的電流ip升高到iL。傳輸?shù)姐Q位電容的平均功率計(jì)算公式為

式中：VC（R）為鉗位電容電壓 VC的調(diào)節(jié)電壓； fs為開關(guān)頻率；NP、NS為變壓器兩側(cè)線圈匝數(shù)。 Lm＞＞Leq。 電能PC通過反激緩沖器從低壓側(cè)電壓VLV被傳遞到高壓側(cè)電壓VHV,從而實(shí)現(xiàn)升壓工作模式。在一個開關(guān)周期內(nèi)，緩沖器將鉗位電容電壓VC調(diào)整為VC（R）,以實(shí)現(xiàn)將鉗位電容電壓控制在微高于變壓器低壓側(cè)線圈電壓VAB的理想效果。其中，在變壓器線圈中電流ip上升到iL的時間內(nèi)反激緩沖器不工作，整個過程中，反激緩沖器處理過的功率PC約為低壓側(cè)滿載功率的5%。因?yàn)榉醇ぞ彌_器的存在,鉗位電容CC所吸收的能量不會流過開關(guān)M1～M4,這就降低了開關(guān)的電流應(yīng)力[7]。VC的峰值電壓 VC（P）附加到開關(guān)M1～M4上，分布如下：

式中，iL（M）為負(fù)載最大時電感電流iL的最大值。此外，為降低傳輸損耗，高壓側(cè)開關(guān)M5～M8采用同步控制策略。

變換器在升壓模式的工作波形如圖2所示。Boost模式的各工作模態(tài)如圖3所示，半個開關(guān)周期的具體工作過程如下：

圖2 升壓結(jié)構(gòu)的工作波形Fig.2 Operation waveform of step-up conversion

圖3 Boost模式的工作模態(tài)Fig.3 Operation modes of Boost conversion

模態(tài) 1（t0≤t≤t1）：在這個時間段內(nèi)，變換器的開關(guān)M1～M4均處于閉合導(dǎo)通狀態(tài)，低壓側(cè)電壓VLM加到電感Lm上給其充電，電流iL以VLM/LM的變化率線性增加，并且變壓器的原邊被短路。等效電路如圖 3（a）所示。

模態(tài) 2（t1≤t≤t2）：t1時刻，M1和 M4導(dǎo)通，M2和M3關(guān)斷，電感Lm釋放能量，加到變壓器電感線圈上，電流差值 iC=iL（t）-ip（t）逐漸降低，直到 t=t2時刻，電流差值降為0，此時鉗位二極管DC導(dǎo)通，開關(guān)組合（M5，M8）的體二極管導(dǎo)通，傳輸能量。在此過程中，電流差iC流向鉗位電容CC，等效電路如圖3（b）所示。

模態(tài) 3（t2≤t≤t3）：在 t2時刻，鉗位二極管 DC停止導(dǎo)通，反激緩沖器開始工作，此時，鉗位電容CC放電，反激感應(yīng)器儲能，M1和M4閉合，M2和M3關(guān)斷，M5和M8的體二極管仍然處于導(dǎo)通狀態(tài)傳輸電能。整個工作過程的等效電路如圖3（c）所示。

模態(tài) 4（t3≤t＜t4）：在此過程中，反激緩沖器開始獨(dú)立工作，把鉗位電容電壓 VC調(diào)整為 VC（R）,即將其控制在微高于變壓器低壓側(cè)線圈電壓VAB的理想狀態(tài)。另一方面，開M1關(guān)M4和閉合，體二極管D5和D8依然導(dǎo)通，從低壓側(cè)VLV到高壓側(cè)VHV傳輸能量,等效電路如圖 3（d）所示。

模態(tài) 5（t4≤t＜t5）：在 t4時刻，電容電壓 VC已經(jīng)調(diào)整為 VC（R），緩沖器是閑置的。在此段時間內(nèi)，主要是從VLV到VHV繼續(xù)傳輸能量，直到t5時刻完成半個周期。等效電路如圖3（e）所示。

2.2 降壓模式的工作模態(tài)分析

變換器運(yùn)行在降壓工作模式的電壓反饋型變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)等效電路如圖4所示。由圖分析可知，系統(tǒng)在運(yùn)行過程中，變壓器起著實(shí)現(xiàn)能量從高壓側(cè)VHV到低壓側(cè)VLV的傳輸和儲能電感的雙重作用，其在Boost模式工作時低壓側(cè)產(chǎn)生的漏電感會反映在高壓側(cè)，并在開關(guān)管漏源兩端產(chǎn)生很大的電壓尖峰，容易將開關(guān)管擊穿。為了防止開關(guān)管被擊穿，需要減小變壓器的漏感，或通過減小變壓器漏感的等效方法限制開關(guān)管兩端的電壓尖峰[8]。

圖4 變換器Buck模式電壓反饋型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)等效電路Fig.4 Equivalent circuit of a voltage-fed topology in Buck mode of converter

本文采用移相全橋拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)變換器的降壓工作模式，開關(guān) M5～M8分成兩組，通過控制（M5，M8）和（M6，M7）互補(bǔ)導(dǎo)通來實(shí)現(xiàn)從高壓側(cè)VHV到低壓側(cè)VLV的能量傳遞。開關(guān)M1～M4采用同步控制策略以減少開關(guān)管的損耗?？紤]漏電感對電壓紋波的影響，開關(guān)M5～M8采用移相控制的工作方式，此工作模式下，等效電感Leq的計(jì)算公式為

變換器運(yùn)行在Buck模式過程中，鉗位電容CC能夠很好地鉗位因Leq和M1～M4的寄生電容引起的電壓上升，等效于吸收iL和iP之間的電流潮流，從而實(shí)現(xiàn)消除因流饋式電感和隔離變壓器間的潮流差而引起的尖峰電壓的目的[9]。

3 實(shí)際應(yīng)用分析

（1）低壓側(cè)：無論在輕載、滿載還是空載等情況下，開關(guān)組（M1，M4）和（M2，M3）均互補(bǔ)導(dǎo)通，其最小時間是

（2）鉗位電容：鉗位電容中儲存著回收的能量，需要符合所需能量的最大值，因此鉗位電容需滿足如下條件：

（3）反激變換器：變換器工作在Boost模式下，在t1≤t≤t2時鉗位支路（DC/CC）可以阻止較高的暫

式中，Vch和Vcl分別為電壓VC的最大值和最小值。

（4）啟動操作：Boost變換器在充電完成前必須保證其高壓側(cè)的初始電壓VHV不能低于低壓電壓VLV與變比的乘積。如何有效控制較高的浪涌電流是隔離型Boost變換器高壓側(cè)面臨的重要難題。本文變換器因其反激緩沖器的額定功率遠(yuǎn)低于主電路的額定功率，故能通過給高壓側(cè)電容充電，保證高壓側(cè)電壓VHV維持在相對較高的水平[10-11]。態(tài)電壓，CC中所儲存的能量通過反激變換器傳輸?shù)礁邏簜?cè)。反激變換器可以調(diào)整的電壓范圍大概在低壓側(cè)穩(wěn)態(tài)電壓的110%～120%。反激變換器的額定功率PFB為

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所述反激變換器的可行性，設(shè)計(jì)制作了一臺1.5 kW的樣機(jī)，其低壓和高壓側(cè)分別設(shè)計(jì)額定電壓為60 V和360 V的電源模塊。樣機(jī)參數(shù)如下：VLH=48 V，VHV=360 V，開關(guān)器件頻率fs=25 kHz，N=NP/NS=4.25，CC=1 μF，PO（max）=1.5 kW。

因?yàn)樽儞Q器四個象限開關(guān)管工作方式類似，以第一象限為對象進(jìn)行分析。變換器在Buck模式下的開關(guān)M1～M4及電感的實(shí)驗(yàn)波形如圖5所示，由圖5可看出，四象限拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)減小了電感電流的紋波；開關(guān)管的電壓應(yīng)力為12 V，約為輸出電壓的1/4，電壓應(yīng)力得到大幅度降低；同時，反激緩沖器設(shè)計(jì)能夠降低饋流式電感和隔離變壓器漏電感之間的電流潮流差，避免了變壓器漏感在開關(guān)管漏源兩端產(chǎn)生很大的電壓尖峰[12]。

變換器在Boost模式下電感及開關(guān)M5～M8實(shí)驗(yàn)波形如圖6所示，由圖可見，在降壓變換中電感電流紋波及輸出電壓紋波得到有效改善，同時電壓應(yīng)力也得到降低。

圖7所示為變換器電感線圈電流iL和緩沖器處理功率PC的關(guān)系曲線。由圖可見，變換器滿載運(yùn)行時，其緩沖器處理功率PC最大約90 W。

圖5 Buck模式實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveforms in Boost mode

圖8 為Leq一定時，鉗位電容的峰谷電壓差VE＝VC（P）－VC（L）與電容 CC之間的關(guān)系。 從圖中可看出電容CC的增量將產(chǎn)生峰值電壓VC（P）。圖9所示為系統(tǒng)處理較高功率時，CC與PC的關(guān)系。

圖10為本文反激緩沖器雙向DC-DC變換器和文獻(xiàn)[9]中反激雙向直流變換器在Boost模式的工作效率對比曲線。分析可知，該變換的轉(zhuǎn)換效率為90%～92%，滿載情況下轉(zhuǎn)換效率約為90%，證明了該反激緩沖器不僅避免變壓器漏感在開關(guān)過程中產(chǎn)生很大的電壓尖峰，同時消除了因漏電感的續(xù)流帶來的開關(guān)管損耗，并降低輸出電壓紋波，提高了變換器工作效率。

圖11所示為應(yīng)用同步開關(guān)控制技術(shù)和普通開關(guān)控制下，雙向DC-DC變換器工作在降壓模時下的能量轉(zhuǎn)換效率。分析圖中效率曲線可知，電路在重載情況下，較高的傳導(dǎo)損失導(dǎo)致變換效率的降低；應(yīng)用開關(guān)同步控制技術(shù)可以提高能量轉(zhuǎn)換效率。

圖6 Boost模式實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms in Buck mode

圖7 iL和PC的關(guān)系曲線Fig.7 Plot of processed power PCversus inductor current iL

圖8 電壓差VE與電容CC的關(guān)系Fig.8 Plot of voltage VEversus capacitor CC

圖9 CC和PC的關(guān)系曲線Fig.9 Plot of processed power PCversus capacitor CC

圖10 升壓模態(tài)變換器的能量傳輸效率Fig.10 Plots of conversion efficiency of the converter operated in step-up mode

圖11 降壓模式變換器的能量傳輸效率Fig.11 Conversion efficiency of the converter operated in step-down mode

5 結(jié)論

為提高大功率雙向DC-DC變換器雙邊轉(zhuǎn)換效率，本文提出帶反激緩沖器的隔離式四象限全橋雙向DC-DC變換器，并設(shè)計(jì)制作了一臺1.5 kW的變換器樣機(jī)，通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了其可行性，和傳統(tǒng)變換器相比，上述變換器有以下優(yōu)點(diǎn)。

（1）電路拓?fù)渲?，鉗位電容和反激變換器的應(yīng)用能夠鉗位因流饋式電感和隔離變壓器漏電感間的潮流差而引起的尖峰電壓，成功把電壓鉗位到理想水平，即微高于變壓器低壓側(cè)線圈電壓。

（2）限制漏感電流ip不會在全橋開關(guān)中循環(huán)，超載情況下降低開關(guān)的電流應(yīng)力，提高了系統(tǒng)可靠性。

（3）該反激緩沖器不僅可避免變壓器漏感在開關(guān)過程中產(chǎn)生很大的電壓尖峰，還消除了因漏感續(xù)流帶來的開關(guān)管損耗，提高了變換器工作效率。

（4）通過電流反饋側(cè)的有功開關(guān)降低了電流紋波，還可以通過控制實(shí)現(xiàn)軟啟動。

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A Novel Four Quadrant Isolation Type Two-way DC Flyback Converter

WAN Yingcai,WANG Lei,GUO Rui,YANG Yugang（Faculty of Electrical and Control Engineering,Liaoning Technical University,Huludao 125105,China）

Isolated flyback DC-DC converter becames the focus on the application of high-gain and high power occasion which has high gain,high efficiency and high power levels.Considering the problem of the traditional peak flyback transformer leakage inductance exists,an isolated four-quadrant bi-directional full-bridge DC-DC converter with flyback buffer is proposed.The clamp capacitance and flyback converter are applied to clamp the peak voltage caused by the flow difference between the stream buffer fed inductor and isolation transformer leakage inductance.The voltage is clamps to the desired level successfully.The switching losses is eliminated due to the leakage inductance freewheeling and improve efficiency of the converter.Buffers also limit the leakage inductance current loop in full-bridge switches,reduced the switching current stress at overloading,and improve the system reliability.Experimental results varify the correctness and feasibility of the theoretical analysis.

flyback buffer;four-quadrant converter;peak voltage;leakage inductance

萬應(yīng)才

萬應(yīng)才（1990-），男，碩士研究生，研究方向：電力電子及電力傳動，E-mail：109 6182370@qq.com。

王磊（1991-），男，通信作者，碩士研究生，研究方向：電力電子磁技術(shù)、功率變換技術(shù)，E-mail：15382025383@163.com。

郭瑞（1974-），女，博士研究生，副教授，研究方向：電力電子及電氣控制技術(shù)，E-mail：940308192@qq.com。

楊玉崗（1967-），男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向：電力電子技術(shù)及其磁集成技術(shù)，E-mail：yangyugang21@126.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.4.112

TM862

A

2015-11-25

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51177067，50607007）

Project Supported by National Natural Science foundation of China（51177067，50607007）