廖志明，潘洪亮，郭育華

（同濟大學 國家磁浮交通工程技術研究中心，上海 201804）

半橋QRC變換器在磁浮列車車載24 V電網(wǎng)中的應用

廖志明，潘洪亮，郭育華

（同濟大學 國家磁浮交通工程技術研究中心，上海 201804）

24 V低壓電網(wǎng)的直直變換器是磁浮列車控制系統(tǒng)的關鍵設備。為了降低變換器的維護成本和備品備件國產化研究打下基礎，本文研究了該型變換器所采用的半橋準諧振變換器的拓撲結構和工作原理，給出了變換器的增益表達式，并分析了具有輸入電壓前饋功能和輸出阻抗法均流控制的控制電路原理。在此基礎上設計制作了基于控制器UC2861Q的樣機并進行調試，實驗結果表明，變壓器原邊電壓諧振，在輸入電壓270～530 V范圍可穩(wěn)定輸出29 V直流電壓，且輸入電壓前饋電路可后提高響應速度，驗證了設計的正確性。

半橋準諧振；電壓前饋；均流；直直變換器

上海高速磁浮列車車載24 V電網(wǎng)系統(tǒng)是整個車輛中非常重要的部分。440 V電網(wǎng)通過多個直直變換器產生24 V電壓；與對應蓄電池并聯(lián)構成24 V電網(wǎng)。24 V車載電網(wǎng)主要對與安全相關的耗電設備，以及對供電可用度要求較高的用電設備供電[1]，因此對24 V電網(wǎng)變換器的安全性、可靠性和帶載能力提出了較高的要求。使用高頻軟開關隔離變換器可以滿足狹小空間下對效率和散熱的要求，通過適當設計均流控制器可以為變換器提供冗余能力，提高可靠性。如下所示為變換器指標。

輸入電壓范圍：300～500 V；單個模塊功率：200 W；

模塊輸出電壓：29 V；效率：90%；

隨上海高速磁浮運營時間的增加，24 V變換器故障越來越多。文中通地過對該24 V變換器的深入分析以及原理樣機研制，以便分析和掌握電源主電路和控制電路原理，進而縮短維護時間、降低維護成本。

1 直直變換器主電路原理

圖1是變換器中一個開關電源模塊的主電路圖，和等效主電路圖。為簡化分析，做出以下假設：

1）輸出電感足夠大，短時間內可將輸出電流視為恒流；

2）開關為理想器件，忽略開關時間和通態(tài)壓降。

3）快恢復二極管DR1和DR2、功率MOS管Q1和Q2完全對稱。

零電壓開關準諧振半橋變換器的一個開關周期包括4個不同的階段，它們分別是電容充電階段、諧振階段、電感放電階段和恒流階段[2]。設變壓器變比為N。

圖1 半橋準諧振變換器主電路圖

1.1 電容充電階段

記初始時刻為t0，Q1關斷，恒定的變壓器原邊電流Iout/N從Q1轉移到Coss1，則電容Coss1上電壓線性上升，而Coss2上電壓線性下降，負載電流通過DR1。此過程在電容Coss2上電壓下降到Vs/2時結束，記為t1。

1.2 諧振階段

t=t1時刻以后，Coss1上電壓繼續(xù)上升，Coss2上電壓繼續(xù)下降，則此時變壓器原邊繞組極性變?yōu)樨?，副邊整流二極管DR2開始導通，電路進入諧振階段。此時變壓器原邊電流下降，為了維持恒定的輸出電流，副邊整流二極管DR2和DR1同時導通，變壓器副邊為短路狀態(tài)，輸出電壓完全由輸出端電容支撐。此時電容Coss1和Coss1以及電感Lr形成串聯(lián)諧振電路。電壓VCoss2以諧振方式下降到Vs/2以下。當電容Coss2電壓下降為0時，該狀態(tài)結束，時刻記為t2。

1.3 電感放電階段

在電容Coss2電壓到零后，MOS管Q2內部的反并聯(lián)體二極管開始導通。此時，半個電源電壓-Vs/2加在諧振電感Lr上，電感放電，變壓器原邊電流線性下降。

當原邊電流下降到下式時，該狀態(tài)結束。時刻記為t3。值得注意的是，Q2必須在變壓器原邊電流反向（即t=t3）以前開通，否則電容Coss2將被充電使Q2失去零電壓開通的條件。

1.4 恒流階段

狀態(tài)3結束時，整流二極管DR2二極管導通，整流二極管DR1二極管關斷。原邊電流流過Q2，此時電容Coss2上電壓為0，Coss1上電壓為Vs，當Q2驅動脈沖結束時該過程結束，時刻記為t4。

將以上4個狀態(tài)理論波形繪制如圖3所示 （理想情況下）。分別繪制了開關Q1、Q2驅動信號、電容Coss1和Coss2上的電壓波形、變壓器原邊電流波形。

若設直流增益為M，歸一化負載電阻為r，開關頻率為fcon。則其表達式為：

設每個變換周期中輸入的能量Ein等于每個變換周期中輸出的能量Eout，且在諧振階段和電感放電階段變壓器沒有傳遞能量，則有變換器增益表達式為：

式中f0為諧振頻率，表達式為：

圖2 變換器4個狀態(tài)的理論工作波形

2 直直變換器電路的控制

直直變換器機箱使用8張板卡并聯(lián)的方式實現(xiàn)冗余和大電流輸出。因此對單張板卡而言，在PFM型控制控制器UC2861Q的周邊合理搭建外圍控制電路可實現(xiàn)選用輸入電壓前饋控制和輸出電流均流控制。如圖3所示為控制器周邊電路原理圖。圖3中框線內部表示使用了控制芯片內部器件。

圖3 輸入電壓前饋原理圖

2.1 輸入電壓前饋

由DCDC機箱總體功能概述可知輸入電壓波動范圍較寬，而高頻開關電源的典型帶寬一般不大，為避免因輸入電壓快速變化而造成因控制器來不及調節(jié)而產生出輸出電壓的誤差，因此為開關電源在反饋控制的基礎上加入前饋控制結構，可以改善原來的反饋環(huán)路反應速度以及環(huán)路增益[3]。隨著輸入電壓變化而變化的情況經(jīng)過電阻分壓后的輸入電壓進入誤差放大器的反向輸入端，通過外部電路形成了一個壓控橫流源，電流Irange正比于輸入電壓幅值。與最小頻率設置電阻上的電流Imin相加后用于產生時鐘頻率。時鐘頻率的產生遵照如下公式：

其中C為220 pF，dU為1 V。顯然，通過調節(jié)電容充電電流可以改變輸出頻率。根據(jù)式（2）可知，當主電路參數(shù)和輸入電壓固定時，開關頻率越大，輸出電壓會越小。則當輸入電壓突然升高時，誤差放大器的輸出改變，即IRange發(fā)生增大，此時電容Cvco的充電電流增大，則內部時鐘頻率增大，因此驅動脈沖頻率增大，進而降低輸出電壓。反之亦然。因此采用前饋控制可以對擾動量直接產生校正作用[7]。

2.2 輸出阻抗式下垂均流

由于8個模塊并聯(lián)，而每個模塊并不能做到完全相同，故如果不加均流控制，則會造成電壓調整率小的、外特性好的模塊，承擔電流過多，對機箱的穩(wěn)定運行產生不利影響。因此開關電源板采用的是一種通過改變并聯(lián)模塊的外特性斜率來實現(xiàn)均流的一種方法，且不需要在并聯(lián)電源模塊之間建立聯(lián)系。如圖4所示為均流控制環(huán)電路原理圖。該均流方式下在小電流時電流分配特性較差，隨著電流的增大，分配特性會有所改善[5]。

設Kv和Ki分別代表控制器對模塊輸出電壓和電流的放大倍數(shù)，則有：

上式中，Rdroop=Ki/Kv為虛擬輸出阻抗。而Vinit為空載輸出電壓。可見虛擬輸出阻抗對電壓調整率和均流效果影響很大。

圖4中，通過采樣電阻Ra獲得輸出電流信號I_sample后，運放U1作為一個深度負反饋的窄帶放大器，有:

放大電路將采樣電阻上電壓反相并放大約400倍。隨后再與通過分壓采樣輸出電壓后疊加，有:

代入數(shù)據(jù)可知，

則虛擬輸出阻抗為：

可見虛擬阻抗遠大于并聯(lián)線纜電阻，可以獲得較好的均流效果，但缺點是電壓調整率不高。

綜合信號電壓Vf與基準10 V電壓比較后產生的誤差信號通過TypeII型補償網(wǎng)絡后隔離產生電流型的控制信號，作為電容Cvco的充電電流。因此電容Cvco的充電是由前饋和反饋電路共同產生的，因此根據(jù)輸入電壓和負載情況改變Cvco的充電電壓斜率，進而改變時鐘頻率來調節(jié)開關頻率。

圖4 均流控制電路原理圖

3 實驗驗證

為了驗證論文所提方案的可行性和上述分析的正確性，實驗室研制了一個電源板卡樣機。其原理樣機主要參數(shù)如表1所示。

表1 原理樣機功率級主要參數(shù)

圖5給出了該電源的原理樣機，諧振電感安裝在板卡外部，其電感原邊用于諧振，副邊作為輔助繞組供控制電路供電。

圖5 原理樣機的前級電路

圖6給出了實驗波形。如圖6所示為前饋電壓影響振蕩頻率的波形圖。接入主電前從NI端口注入0到1 V電壓（相對于PGND）可模擬輸入電壓前饋，可見，芯片引腳CVCO處的三角波振蕩幅值在3 V/2 V間變化，且輸入電壓越高，振蕩器頻率越高。

圖6 前饋電路影響振蕩器頻率

圖7 變換器實驗波形

變換器輸入270 V以上電壓后啟動，在270 V到530 V范圍內調節(jié)輸入電壓，輸出電壓均保持不變。如圖7（a）所示為400 V輸入電壓下的變壓器原副邊電壓波形，可見諧振時的變壓器電壓波形近似為正弦波。如圖7（b）所示為變換器29 V輸出電壓波形。

4 結束語

文中分析了變換器主電路原理，給出了變換器工作過程和增益表達式，為參數(shù)計算提供必要的依據(jù)。通過對變換器控制電路的分析，說明了變換器電壓前饋和均流控制的實現(xiàn)方式，為控制器外圍電路參數(shù)設計提供了必要的依據(jù)。最后通過制作樣機與實驗給出了正常狀態(tài)下主要電力電子器件上的工作波形，證明了樣機設計的正確性，并為變換器的維護和深入檢修提供了必要的依據(jù)。因此通過課題的研究為降低備件國產化和降低維護成本打下了基礎。

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Application for the half-bridge QRC converterin maglev train 24 V power supply

LIAO Zhi-ming，PAN Hong-liang，GUO Yu-hua
（National Maglev Transportation Engineering Technology Research Center，Tongji University，Shanghai 201804，China）

DC/DC converter for maglev 24 V power supply is the key equipment of the maglev control system.In order to lower the cost of the maintenance cost and the localization for the spare part of the converters，the circuit structure，designing principle of the Half-bridge Quasi Resonant Converter were studied，and the transmission gainof the whole converterwas inferred.Theprinciple of the controller circuitwith inputvoltage feedforward and droop current-sharingmethod wereanalyzed.Afterthe experimental of a prototype converter based on UC2861Q verifiesthat this converter can provide 29 V output voltage with input voltage from 270 V to 530 V.The input voltage feedforward can improve response speed，the droop method can provide an easy way for current-sharing，which can verify the correctness of this prototype.

half-bridge QRC；input voltage feedforward；current-sharing method；DC/DC converter

TN702

A

1674－6236（2017）10-0105-05

2016-07-15稿件編號：201607116

"十二五"國家科技支撐計劃項目（2013BAG19B01）

廖志明（1973—），男，上海人，碩士，高級工程師。研究方向：磁懸浮車輛電氣系統(tǒng)技術。