高范強， 李子欣， 徐 飛， 王 哲， 趙 聰， 王 平， 李耀華

(中國科學院電力電子與電氣驅動重點實驗室，中國科學院電工研究所， 北京 100190)

一種高頻鏈模塊化電力電子變壓器

高范強， 李子欣， 徐 飛， 王 哲， 趙 聰， 王 平， 李耀華

(中國科學院電力電子與電氣驅動重點實驗室，中國科學院電工研究所， 北京 100190)

電力電子變壓器(PET)包含多級電能變換環(huán)節(jié)和大量元器件，制約了其效率、功率密度和可靠性的提升。基于模塊化多電平矩陣變換器(M3C)的應用，本文提出一種高頻鏈模塊化PET電路拓撲。采用矩陣變換的方式可減少電能變換環(huán)節(jié)，并且所提拓撲可減少高頻變壓器與子模塊的數(shù)量，具有體積和重量優(yōu)勢。針對該PET，分析了其工作特性與控制策略設計方法。仿真試驗結果表明了所提拓撲及控制方法的可行性。

電力電子變壓器； 模塊化； 高頻鏈； 矩陣變換器； 軟開關

1 引言

近年來，隨著可再生能源發(fā)電、儲能技術和電力電子技術的發(fā)展，傳統(tǒng)交流配電網(wǎng)接入了大量多元化的分布式電源、儲能和負荷，包括光伏電池、燃料電池、電動汽車和數(shù)據(jù)中心等。這其中很多設備都需要以直流電進行供電，需經過多級電能形式轉換環(huán)節(jié)才能并入傳統(tǒng)交流配電網(wǎng)。當前，國內外開展的多項研究及技術實踐表明，在交流配電網(wǎng)中引入直流配電方式，可減少直流設備接入電網(wǎng)的中間環(huán)節(jié)，降低接入系統(tǒng)的復雜程度和成本，提高能源綜合利用效率，并提高供電質量[1-6]。

電力電子變壓器(Power Electronic Transformer，PET)，也稱為固態(tài)變壓器(Solid State Transformer，SST)[7,8]，是融合多電平變流技術和高頻鏈雙向變流技術等多種現(xiàn)代電力電子技術和通訊與控制技術實現(xiàn)的一種新型高頻化、智能化的電氣設備[9,10]。它不但具有傳統(tǒng)變壓器的電壓等級變換和電氣隔離功能，通常還具有潮流雙向可控的直流端口，可實現(xiàn)分布式能源、儲能與負荷靈活接入、電能質量治理、裝置自診斷與自保護等多種功能，在智能電網(wǎng)、交直流混合電網(wǎng)中發(fā)揮著重要的電能控制節(jié)點的作用，可實現(xiàn)不同電壓等級的交、直流電網(wǎng)互聯(lián)互濟，提高電網(wǎng)的柔性調控能力和可靠性[11]。

電力電子變壓器根據(jù)其所連接的網(wǎng)絡節(jié)點的電氣形式，及其在電網(wǎng)中所處的網(wǎng)絡層次，需要采用不同的電路拓撲，具備不同的功率變換特性，很難實現(xiàn)統(tǒng)一標準化設計，因而促成了電力電子變壓器多元化的技術路線。但受到功率開關器件發(fā)展水平的限制，PET仍需通過電路拓撲的組合(串、并聯(lián))來匹配高電壓和大功率應用需求。在中高壓應用場合，常見的多電平電路拓撲包括級聯(lián)H橋電路[12,13]、模塊化多電平變流器(Modular Multilevel Converter，MMC)[14,15]、中點鉗位型多電平電路(Neutral Point Clamped，NPC)[16]，針對這三種典型多電平電路，國內外均已開展相應的PET研究，并研制出多種試驗樣機。美國北卡萊羅納州立大學基于級聯(lián)H橋型拓撲先后研制了三代PET，其研究發(fā)現(xiàn)由于級聯(lián)H橋型拓撲電能變換環(huán)節(jié)(包括AC/DC、DC/AC、DC/DC以及高頻變壓器)過多而影響了系統(tǒng)運行效率，即便優(yōu)化控制使每一級變換環(huán)節(jié)最大效率均能達到99%，分析與測試表明高壓側與低壓側間的電能轉換效率僅有95.3%[17]。MMC型與NPC型PET拓撲也需要經過同樣的電能變換環(huán)節(jié)，導致其電能轉換效率低。另外，文獻[11]指出由于PET機械結構需要考慮絕緣設計需求，子模塊數(shù)量多會嚴重影響設備的體積功率密度，從而制約了其在配電網(wǎng)中的應用。

綜上所述，針對配電網(wǎng)中的直流配電需求，已有PET電路拓撲結構復雜、電能變換環(huán)節(jié)多、元器件數(shù)量多，導致PET運行效率、可靠性與功率密度低。

本文在已有PET拓撲研究的基礎上，采用模塊化多電平矩陣變換器(Modular Multilevel Matrix Converter，M3C)設計了一種適用于直流配電應用的新型PET電路拓撲，可減少電能變換環(huán)節(jié)，減少子模塊及高頻變壓器數(shù)量。本文分析了PET電路拓撲的工作原理，提出了控制策略設計方法，并進行了仿真驗證。

2 新型PET電路拓撲

2.1 主電路拓撲

本文提出一種面向交直流混合配電網(wǎng)應用的電力電子變壓器電路拓撲，如圖1所示。該PET電路拓撲在高壓側采用了模塊化多電平矩陣變換器，其a、b、c三相端口接入三相高壓交流電網(wǎng)，x、y端口間產生單相中高頻交流電壓，可直接實現(xiàn)高壓交流與高頻交流的電能變換。PET的低壓直流功率子單元由諧振回路、高頻變壓器和全橋電路構成，可實現(xiàn)由高頻交流與低壓直流的電能變換。其中，諧振回路包含串聯(lián)諧振電容Cri和串聯(lián)諧振電感Lri(i=1,2,…,m)，串聯(lián)諧振電感可以利用高頻變壓器漏感替代。在圖1所示電路拓撲中，高壓交流端口與低壓直流端口之間僅需經過AC/AC與AC/DC的電能變換環(huán)節(jié)。

圖1 模塊化高頻鏈PET電路拓撲Fig.1 Topology of PET based on modular converter with high-frequency link

在圖1所示PET低壓直流功率子單元中，由于H橋電路在高頻變壓器次級，可通過變壓器降壓來減少功率半導體器件的電壓應力，無需采用功率子單元輸入側級聯(lián)的方式來滿足高電壓接入的需求。這樣一方面可大幅減少隔離功率單元的數(shù)量，即減少高頻變壓器與電力電子開關器件數(shù)量，提高裝置功率密度和經濟性；另一方面，通過將多個低壓直流功率子單元的輸入側連接到M3C的x、y端的高頻交流母線上，可實現(xiàn)PET的低壓側端口的容量或端口數(shù)量的擴展性。

2.2 主電路等效電路分析

本文中的PET由模塊化多電平矩陣變換器和低壓直流功率子單元共同構成，下面對主電路中的M3C和低壓功率子單元建立等效電路并進行分析。

(1)M3C等效電路分析

M3C的等效電路如圖2所示。其中，Larm為M3C的橋臂等效電感；eg為交流側電網(wǎng)電壓， M3C的六個橋臂單元均可等效為包含工頻與高頻交流分量的理想電壓源；ukU與ikU(k=a,b,c)分別為三相上橋臂電壓和電流，ukL與ikL分別為三相下橋臂電壓，各橋臂電流方向如箭頭所示；vh為xy側高頻電壓，O點為xy側電壓中點。設三相高壓側中性點n為電壓參考點，根據(jù)基爾霍夫電壓定律列寫電壓方程有：

(1)

式中，k=a, b, c。

圖2 M3C等效電路圖Fig.2 Equivalent circuit of M3C

假設xy側輸出電壓參考值vh_ref電壓對稱，則有：

(2)

通常橋臂電感Larm上的壓降較小，可以忽略，從而各橋臂的參考電壓可以表示為：

(3)

由于各橋臂參考電壓中全是交流分量，因而M3C中各橋臂子模塊均采用全橋結構，可以輸出“+”、“-”和“0”三種電平，即每個子模塊輸出電壓可以表示為：

usm_i=SiUsm_ref

(4)

式中，Si為模塊的調制信號，Si=1，0，-1；Usm_ref表示模塊電壓參考值。由此可得到橋臂單元參考電壓的表達式(以a相上橋臂為例)：

(5)

式中，N為橋臂單元中串聯(lián)子模塊數(shù)量。則uaU_ref可表示的電壓范圍為[-NUsm_ref，NUsm_ref]。

由式(3)和式(5)可知，各橋臂單元中包含子模塊數(shù)量N至少應為：

(6)

以PET高壓側接入三相10kV交流電網(wǎng)的典型應用場景為依據(jù)，為了分析和比較本文PET中各橋臂單元所需子模塊數(shù)量，采用與文獻[15]中的MMC-PET相同標稱電壓等級的功率開關器件，即高壓側采用3300V的IGBT器件，其額定工作電壓設定為1600V。

由式(6)可知， PET高壓交流側的M3C中，各橋臂串聯(lián)模塊個數(shù)取決于高壓交流電壓與高頻交流電壓的幅值， 假設xy側高頻電壓幅值為3.2kV，則不考慮冗余模塊的前提下，M3C每橋臂串聯(lián)模塊數(shù)需要7個子模塊。相比于文獻[15]中MMC-PET各橋臂至少需要10個子模塊，減少了30%子模塊數(shù)量。

(2)M3C橋臂能量分析

由于M3C各橋臂參數(shù)完全相等，具有對稱性，可認為高頻電流ih在三相電路中均分，交流側電流iga、igb、igc在上下橋臂中均分，則M3C各橋臂中的電流可表示為：

(7)

式中，下標cir表示環(huán)流。對于M3C各橋臂而言，橋臂內部各子模塊電容電壓的一致性可通過均壓控制算法來實現(xiàn)，橋臂環(huán)流可通過環(huán)流抑制算法進行抑制。為了分析各橋臂電壓的可控性和穩(wěn)定性，假設橋臂中各子模塊電容電壓一致，且各橋臂環(huán)流為0。

假設M3C的xy輸出側高頻交流電壓和電流分別表示為：

(8)

式中，ih電流方向以xy側流入M3C為正，則xy側有功功率為：

Pxy=VhIhcos(α-β)/2

(9)

三相電網(wǎng)側電壓和電流分別表示為：

(10)

(11)

電網(wǎng)電流方向以圖2中箭頭方向為正，則由M3C流入三相電網(wǎng)的有功功率可以表示為：

(12)

由三相電網(wǎng)側與xy輸出側功率平衡可知，即Pxy=Pac，有：

3UgIgcos(φ)/2=VhIhcos(α-β)/2

(13)

以aU橋臂為例，橋臂電壓uaU用其參考值uaU_ref代替，聯(lián)立式(3)和式(7)可得，橋臂瞬時有功功率為：

(14)

式中，下括號標注dc和ac分別表示橋臂瞬時有功功率值的直流分量和交流分量。由于ω≠ωh，根據(jù)式(14)可得，橋臂瞬時有功功率Pau_i的直流分量為零，即在M3C的三相工頻側與單相高頻側能量平衡的前提下，各橋臂能量/電容電壓是可控的。同理可得，M3C的六個橋臂能量均可控。

另外，由于方波或階梯波電壓可以表示為奇數(shù)次諧波電壓的合成，當xy側電壓vh為高頻方波或階梯波電壓時，也可實現(xiàn)各橋臂能量/電容電壓可控。

(2)低壓側電路串聯(lián)諧振電路分析

由圖2中M3C等效電路可得，xy輸出側高頻電壓vh可以表示為：

(15)

橋臂電壓ukU和ukL均由其參考值代替，代入式(3)和式(7)，可得：

(16)

由戴維南等效定理，M3C的xy側電路可等效為一個電壓為vh_ref、輸出感抗為2Larm/3的電壓源。圖 1中，當M3C的xy側接入一級低壓直流功率子單元時，其等效電路如圖 3所示。其中Lres=2Larm/3+Lr≈2Larm/3，Cres=Cr，Lres和Cres構成等效串聯(lián)諧振電路，其諧振頻率fres可表示為：

(17)

圖3 PET高頻鏈環(huán)節(jié)等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit of high-frequency link in PET

由圖3可知，將低壓功率子單元中H橋電路輸出電壓vsq_L與M3C的xy側電壓參考值vh_ref設置為同頻同相的方波電壓，頻率為諧振頻率fres，則由M3C與低壓直流功率子單元構成的高頻鏈電路可運行在串聯(lián)諧振方式下，從而H橋電路中的開關器件可運行在零電流開關方式，降低了電路開關損耗。

3 控制策略

3.1 主要參數(shù)

為便于討論，本文以PET高壓側接入三相10kV交流電網(wǎng)，低壓側接入750V直流電網(wǎng)的典型應用場景為設計依據(jù)，結合1MV·A額定容量來設計PET的參數(shù)。PET主要參數(shù)見表1。

3.2 高壓側M3C的控制策略

根據(jù)M3C電路數(shù)學模型分析，在高壓側與高頻xy側能量均衡的前提下，各橋臂能量是可控的。另一方面，M3C的高壓側連接到三相交流電網(wǎng)，其并網(wǎng)模式與MMC類似。因此，本文采用基于電網(wǎng)電壓定向的矢量控制策略，其控制框圖如圖4所示。

表 1 電力電子變壓器參數(shù)

圖4 PET控制框圖Fig.4 Control diagram of PET

此外，與MMC運行方式不同，M3C在本文PET中需要在xy側產生一個高頻方波電壓。由式(3)可知，各橋臂參考電壓是由三相交流側參考電壓與高頻側參考電壓vh_ref合成得來。為了易于實現(xiàn)橋臂內子模塊電容電壓均衡，同時避免單個模塊開關頻率過高，本文采用文獻[18]中的均壓控制算法，可有效調節(jié)每個開關周期的模塊輪換數(shù)量，從而降低開關頻率。

3.3 低壓側直流功率子單元的控制策略

直流功率子單元中的H橋采用開環(huán)控制的方式，在其輸出側產生與M3C的xy側同頻同相的方波電壓，即H橋中IGBT采用雙極性調制方式，本文中開關頻率設置為1kHz。在H橋與M3C的串聯(lián)連接電路中，電容Cr與M3C中橋臂電感處于串聯(lián)諧振狀態(tài)，使得H橋中IGBT處于零電流開關狀態(tài)，可有效降低系統(tǒng)損耗。

4 仿真驗證

為了驗證本文所提PET的電路拓撲及控制策略，采用表 1中參數(shù)開展了離線仿真試驗。其中，PET的三相高壓交流側接入10kV電網(wǎng)，低壓直流側接入電阻性負載，仿真環(huán)境為PSIM9.0。仿真中，在0.06s時刻投入負載。

圖5為PET高壓側的M3C中aU與aL橋臂輸出電壓及aL橋臂電流波形?？梢钥闯?，橋臂輸出電壓與橋臂電流中直流量成分較少，主要是工頻交流成分與高頻電壓成分。其余各相橋臂均具有相同特征。

圖5 M3C中aL橋臂電流與aU、aL橋臂輸出電壓波形Fig.5 Waveforms of aL arm current and aU, aL arm output voltage of M3C

圖6為PET高頻變壓器原邊、副邊的電壓和電流波形。如前文分析，M3C的xy側與低壓側H橋電路產生同頻同相的方波電壓，從波形中看，H橋電路中開關器件實現(xiàn)了零電流開關狀態(tài)，因此可有效地降低IGBT的開關損耗，提高PET運行效率。

圖6 高頻變壓器原邊、副邊電壓與電流波形Fig.6 Voltage and current in primary and secondary sides of high frequency transformer

本文中針對PET的控制可采用兩種控制模式，區(qū)別在于外環(huán)控制策略。分別針對兩種控制策略進行了仿真，仿真結果分別如圖7和圖8所示。圖7為控制模式1時的M3C各橋臂平均電壓與低壓直流電壓波形，由于對橋臂電壓和進行閉環(huán)控制，可以看出M3C中各子模塊電壓穩(wěn)定在1600V附近，但是在突加負荷之后，低壓直流母線電壓跌落并保持在大約710V。圖8為控制模式2時的M3C各橋臂平均電壓與低壓直流電壓波形，通過對低壓直流母線電壓進行反饋控制，可以看出突加負載后，低壓直流母線電壓在跌落到710V后的20ms內即恢復到750V；但是在直流母線電壓動態(tài)恢復過程中，M3C各子模塊電壓也升高至1660V附近。

圖7 控制模式1時M3C各橋臂平均電壓與低壓直流電壓Fig.7 Average voltages of each arm in M3C and DC voltage in LV side with control mod-1

圖8 控制模式2時M3C各橋臂平均電壓與低壓直流電壓Fig.8 Average voltages of each arm in M3C and DC voltage in LV side with control mod-2

圖9～圖11為采用控制模式2時，PET的高壓交流端口與低壓直流端口的電壓、電流波形。從三相交流電壓與電流波形可以看出，在突加1MW負載情況下，PET高壓側的三相電網(wǎng)電流響應時間小于40ms，并且電網(wǎng)電流波形質量較好。圖10和圖11均為PET低壓直流側的電壓和電流波形，可以看出，低壓直流電壓響應時間小于20ms，動態(tài)特性較好。低壓直流側電壓和電流均包含2kHz頻率的交流分量，其頻率為高頻鏈諧振頻率的2倍，電壓高頻波動范圍小于6V，波動質量較好。

圖9 PET三相交流側電壓與電流波形Fig.9 Three phase AC voltages and currents of PET

圖10 PET低壓側輸出電壓與電流波形Fig.10 Output voltages and currents in LV side of PET

圖11 PET低壓側輸出電壓與電流局部放大波形Fig.11 Local enlarged waveform of output voltages and currents in LV side of PET

5 結論

針對10kV交流/750V直流應用的電力電子變壓器，本文對電路拓撲優(yōu)化設計進行了研究，給出了一種利用模塊化多電平矩陣變換器來減少電能變換環(huán)節(jié)的PET拓撲結構，分析了其主要控制特性以及控制方法。通過對比分析可知，所提出的PET電路拓撲還可減少子模塊與高頻變壓器數(shù)量，與已有PET相比可具有體積重量優(yōu)勢。在接入1MW阻性負荷的工況下，仿真驗證了所設計PET電路拓撲和控制策略的正確性與有效性。

[1] 宗升, 何湘寧, 吳建德, 等(Zong Sheng, He Xiangning,Wu Jiande,et al.). 基于電力電子變換的電能路由器研究現(xiàn)狀與發(fā)展(Overview of power electronics based electrical energy router)[J]. 中國電機工程學報(Proceedings of the CSEE), 2015, 35(18): 4559-4570.

[2] 韓繼業(yè), 李勇, 曹一家, 等(Han Jiye, Li Yong, Cao Yijia, et al.). 基于模塊化多電平型固態(tài)變壓器的新型直流微網(wǎng)架構及其控制策略(A new microgrid architecture based on MMC-SST and its control strategy) [J]. 電網(wǎng)技術(Power System Technology), 2016, 40(3): 733-740.

[3] 盛萬興, 段青, 梁英, 等(Sheng Wanxin, Duan Qing, Liang Ying, et al.). 面向能源互聯(lián)網(wǎng)的靈活配電系統(tǒng)關鍵裝備與組網(wǎng)形態(tài)研究(Research of power distribution and application grid structure and equipment for future energy internet) [J]. 中國電機工程學報(Proceedings of the CSEE), 2015, 35(15): 3760-3769.

[4] 趙彪, 宋強, 劉文華, 等(Zhao Biao, Song Qiang, Liu Wenhua, et al.). 用于柔性直流配電的高頻鏈直流固態(tài)變壓器(High-frequency-link DC solid state transformers for flexible DC distribution) [J]. 中國電機工程學報(Proceedings of the CSEE), 2014, 34(25): 4295-4303.

[5] 林衛(wèi)星, 文勁宇, 程時杰(Lin Weixing,Wen Jinyu, Cheng Shijie). 直流-直流自耦變壓器(DC-DC autotransformer) [J]. 中國電機工程學報(Proceedings of the CSEE), 2014, 34(36): 6515-6522.

[6] 馬釗, 周孝信, 尚宇煒, 等(Ma Zhao, Zhou Xiaoxin, Shang Yuwei,et al.). 未來配電系統(tǒng)形態(tài)及發(fā)展趨勢(Form and development trend of future distribution system) [J]. 中國電機工程學報(Proceedings of the CSEE), 2015, 35(6): 1289-1298.

[7] Huang A Q, Crow M L, Heydt G T, et al. The future renewable electric energy delivery and management (FREEDM) system: The energy internet [J]. Proceedings of the IEEE, 2011, 99(1): 133-148.

[8] 吳劍, 石健將, 張至愚(Wu jian, Shi Jianjiang, Zhang Zhiyu). 三相模塊級聯(lián)型固態(tài)變壓器均壓/均功率控制策略研究(Research on voltage and power balance control for three-phase cascaded modular solid-state transformer) [J]. 電源學報(Journal of Power Supply), 2015, 13(2): 17-26.

[9] Zhao B, Song Q, Li J, et al. High-frequency-link modulation methodology of DC-DC transformer based on modular multilevel converter for HVDC application: Comprehensive analysis and experimental verification [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 32(5):3413-3424.

[10] She X, Huang A Q, Burgos R. Review of solid-state transformer technologies and their application in power distribution systems [J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2013, 1(3): 186-198.

[11] 李子欣, 高范強, 徐飛, 等(Li Zixin, Gao Fanqiang, Xu Fei，et al.). 中壓配電網(wǎng)用10kVac-750Vdc/1MVA電力電子變壓器功率密度影響因素研究(Power density analysis of 10kVac-750Vdc/1MVA power electronic transformer/solid-state transformer for medium voltage distribution grid)[J]. 電工電能新技術(Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy), 2016, 35(6): 1-6.

[12] She X, Yu X, Wang F, et al. Design and demonstration of a 3.6-kV-120-V/10-kVA solid-state transformer for smart grid application [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(8): 3982-3996.

[13] Wang D, Tian J, Mao C, et al. A 10-kV/400-V 500-kVA electronic power transformer [J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2016, 63(11): 6653-6663.

[14] 李子欣, 王平, 楚遵方, 等(Li Zixin,Wang Ping,Chu Zunfang, et al.). 面向中高壓智能配電網(wǎng)的電力電子變壓器研究(Research on medium- and high-voltage smart distribution grid oriented power electronic transformer) [J]. 電網(wǎng)技術(Power System Technology), 2013, 37(9): 2592-2601.

[15] Gao F, Li Z, Wang P, et al. Prototype of smart energy router for distribution DC grid[A]. 2015 17th European Conference on Power Electronics and Applications [C].2015.1-9.

[16] Rothmund D, Ortiz G, Guillod T, et al. 10kV SiC-based isolated DC-DC converter for medium voltage-connected Solid-State Transformers[A]. 2015 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition [C].2015.1096-1103.

[17] Huang A Q. Medium-voltage solid-state transformer: Technology for a smarter and resilient grid [J]. IEEE Industrial Electronics Magazine, 2016, 10(3): 29-42.

[18] Li Z, Gao F, Xu F, et al. Power module capacitor voltage balancing method for a 350-kV/1000-MW modular multilevel converter [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(6): 3977-3984.

Power electronic transformer based on modular converter with high-frequency link

GAO Fan-qiang， LI Zi-xin， XU Fei， WANG Zhe， ZHAO Cong， WANG Ping， LI Yao-hua

(Key Laboratory of Power Electronics and Electric Drive, Institute of Electrical Engineering, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China)

Power electronic transformer includes a plurality of power conversion links and a large number of components, which limits its efficiency, power density and reliability improvement. Based on the application of modular multilevel matrix converter, a novel PET topology based on modular converter with high-frequency link is proposed in this paper. The energy conversion process can be reduced by using the matrix transformation. What is more, the proposed topology can also reduce the number of high-frequency transformers and sub-modules, with the advantages of volume and weight. According to the PET, the operation characteristics and control strategy design method are analyzed. Simulation results show the feasibility of the proposed topology and control method.

power electronic transformer; modular; high-frequency link; matrix converter; soft switching

2017-03-23

高范強(1984-), 男, 湖北籍, 副研究員, 博士, 研究方向為大功率電力電子技術； 李子欣(1981-), 男, 河北籍, 研究員, 博士, 研究方向為電力電子變流系統(tǒng)及其在電網(wǎng)中的應用。

TM41

A

1003-3076(2017)05-0051-08