陳勖，房麗娜

（深圳信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院軟件學(xué)院，廣東 深圳 518172）

手持設(shè)備射頻前端寬帶壓控振蕩器設(shè)計(jì)

陳勖，房麗娜

（深圳信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院軟件學(xué)院，廣東 深圳 518172）

根據(jù)GSM系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)中關(guān)于相位噪聲和頻率調(diào)諧范圍的指標(biāo)要求，采用無(wú)尾電流LC振蕩結(jié)構(gòu)和開關(guān)電容陣列設(shè)計(jì)了一款適用于GSM/EDGE便攜式產(chǎn)品上的壓控振蕩器。電路采用TSMC 0.18μm CMOS工藝實(shí)現(xiàn)，在3.3V電源電壓下的仿真結(jié)果表明：電路的工作頻率覆蓋了3296～3980MHz，輸出電壓峰峰值為5.32V@3622MHz，調(diào)諧增益為32MHz/V，頻偏20MHz處的相位噪聲為-155.37dBc/Hz。設(shè)計(jì)的VCO完全滿足GSM/EDGE系統(tǒng)要求。

壓控振蕩器，變?nèi)莨?，相位噪聲，溫度?jì)碼

引言

當(dāng)今社會(huì)無(wú)線通信技術(shù)迅猛發(fā)展，終端產(chǎn)品市場(chǎng)上GSM、Bluetooth、WLAN、3G/4G等多種無(wú)線通信標(biāo)準(zhǔn)并存。移動(dòng)終端設(shè)備的普及正潛移默化地改變著人們的生活方式。在移動(dòng)通信、車載通信、安防通信等眾多的領(lǐng)域中，各式各樣的無(wú)線通信系統(tǒng)正發(fā)揮著重要的作用。

在便攜式無(wú)線終端產(chǎn)品中，壓控振蕩器是整個(gè)射頻鏈路上關(guān)鍵的模塊之一，用于提供下變頻所需的本振信號(hào)和直接調(diào)制鎖相環(huán)發(fā)射機(jī)所需的載波信號(hào)。其相位噪聲的好壞直接影響整個(gè)GSM系統(tǒng)的接收靈敏度和阻塞性能。另一方面，整個(gè)GSM頻段劃分為四段，即850MHz/900MHz/1800MHz/ DCS1900MHz。因此單片全集成的收發(fā)信機(jī)就需要集成VCO能夠覆蓋一定寬度的頻率范圍[1-3]，采用模數(shù)混合技術(shù)能夠得到較寬的頻率覆蓋范圍和較低的調(diào)諧增益。

本文的目的是設(shè)計(jì)一款應(yīng)用于GSM/EDGE四頻段射頻收發(fā)機(jī)的壓控振蕩器電路，頻率范圍從3296MHz到3980MHz，采用雙模分頻方式提供本振信號(hào)和發(fā)射載波，無(wú)源器件片上全集成。此外，GSM系統(tǒng)有非常嚴(yán)格的相位噪聲要求，在本設(shè)計(jì)中，相位噪聲在20MHz頻偏處要低于-155dBc/Hz。

1 工作原理

振蕩器是一種不需要外部信號(hào)激勵(lì)，就能夠自動(dòng)將直流電源能量轉(zhuǎn)換為周期性交流信號(hào)輸出的電路。通常情況下，任何振蕩器都可以被看作是一個(gè)反饋系統(tǒng)[4]。環(huán)形振蕩器(Ring-Oscillator)和LC諧振回路振蕩器(LC-Tank Oscillator)是目前使用最廣泛的兩種振蕩器結(jié)構(gòu)。但是環(huán)形振蕩器相位噪聲較差，因此在相位噪聲要求嚴(yán)格的通信系統(tǒng)中，LC振蕩器結(jié)構(gòu)是最常見的結(jié)構(gòu)[5]。這里就LC振蕩器結(jié)構(gòu)來(lái)進(jìn)行分析。

圖1是一個(gè)LC負(fù)阻振蕩器的等效模型。它由具有負(fù)阻特性的有源器件和無(wú)源諧振網(wǎng)絡(luò)所組成。有源器件以負(fù)電阻-RP的形式給諧振網(wǎng)絡(luò)提供能量，以補(bǔ)償因諧振回路中等效并列電阻RP所損耗的能量。

圖1 LC負(fù)阻振蕩器等效模型Fig.1 Equivalent model of LC oscillator

一般采用CMOS差分對(duì)管來(lái)實(shí)現(xiàn)有源負(fù)阻。考慮到維持振蕩所需的能量，差分對(duì)管的跨導(dǎo)值通常選為2gm～3gm。為了使得振蕩器能夠滿足特定應(yīng)用場(chǎng)合中信道帶寬的要求，振蕩器必須要有一定的調(diào)諧范圍。

理想的壓控振蕩器的頻率與相位的關(guān)系可以用式(1)表示：

相位噪聲是衡量壓控振蕩器性能的一個(gè)重要參數(shù)。它是影響整個(gè)接收機(jī)靈敏度的重要因素，過大的相位噪聲會(huì)使得臨近信道的強(qiáng)干擾信號(hào)混頻到信道中，造成信道頻譜阻塞，嚴(yán)重降低信道中的信噪比。由于GSM系統(tǒng)對(duì)相位噪聲的要求非常高，因此有必要對(duì)相位噪聲的機(jī)理進(jìn)行分析來(lái)獲得降低相位噪聲的手段。

根據(jù)Hajimiri的線性時(shí)變模型，由于噪聲一般比載波信號(hào)小得多，噪聲-相位的傳輸函數(shù)可以看作近似為線性關(guān)系，因此可以認(rèn)為振蕩器是一個(gè)線性時(shí)變系統(tǒng)，從而得到相位噪聲在每個(gè)拐點(diǎn)之間的不同表達(dá)式[6-8]。

對(duì)于白噪聲源，系統(tǒng)的相噪聲為：

對(duì)于在1/f2區(qū)，系統(tǒng)的相噪聲為：

對(duì)于在1/f3區(qū)，系統(tǒng)的相噪聲

因此，由上述相位噪聲在不同頻率區(qū)域內(nèi)的表達(dá)式可以分析得出，想要改善相位噪聲，需要從增大輸出信號(hào)幅度、提高諧振回路的品質(zhì)因數(shù)、降低二次諧波附近的噪聲以及電路的對(duì)稱性等多方面折中考慮。

2 電路設(shè)計(jì)

2.1 結(jié)構(gòu)選擇

LC壓控振蕩器主要有單MOS結(jié)構(gòu)和互補(bǔ)型結(jié)構(gòu)兩種。在相同的功耗情況下，互補(bǔ)型差分電感的輸出電壓幅度是單差分結(jié)構(gòu)的兩倍，相位噪聲比后者要低6dB。在相同輸出幅度的情況下，互補(bǔ)型結(jié)構(gòu)有著更好的穩(wěn)定性和更低的功率消耗，更加符合GSM通訊系統(tǒng)中壓控振蕩器的設(shè)計(jì)需求。

此外，根據(jù)偏置的不同，壓控振蕩器可分為電流偏置和電壓偏置兩種結(jié)構(gòu)。

本文采用電壓偏置的互補(bǔ)型差分電感結(jié)構(gòu)[9-10]，如圖2所示。振蕩器電流由PMOS和NMOS管本征產(chǎn)生。

這種結(jié)構(gòu)的選取主要是從驅(qū)動(dòng)能力、相位噪聲、芯片面積和穩(wěn)定度等多方面的考慮所確定的。

壓控振蕩器后面連接的是動(dòng)態(tài)分頻器，電壓偏置使得振蕩器的輸出幅度最大可無(wú)限接近電源, 并且在振蕩器的工作頻率范圍內(nèi)其幅度變化比電流偏置振蕩器的幅度變化要小。因此在驅(qū)動(dòng)后級(jí)TSPC動(dòng)態(tài)分頻器更強(qiáng)勁也更有優(yōu)勢(shì)。

此外，采用電壓偏置結(jié)構(gòu)，可以避免尾電流源的閃爍噪聲和偶次諧波處的噪聲上混頻到基頻附近，會(huì)使得VCO在中低頻處的相位噪聲惡化。而且可以避免設(shè)計(jì)電流源時(shí)片上電感的使用，從而減小了芯片的面積。還能避免電流源電流隨工藝和溫度變化比本征電流的變化要大的缺點(diǎn)。

但是電壓偏置結(jié)構(gòu)降低了差分共模點(diǎn)的輸出阻抗，增加了回路損耗和降低了諧振回路的Q值，而且容易受電源電壓波動(dòng)的影響，需要通過片內(nèi)集成LDO穩(wěn)壓器來(lái)降低。

圖2 振蕩器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Oscillator topology

此外，隨著深亞微米工藝的發(fā)展，單個(gè)可變電容的電容變化比率Cmax/Cmin越來(lái)越小，因此要想利用單個(gè)可變電容來(lái)覆蓋設(shè)計(jì)所需的684MHz頻率范圍是很難實(shí)現(xiàn)的。如果增大容抗管的尺寸，會(huì)導(dǎo)致相位噪聲惡化，因此需要采用開關(guān)電容陣列來(lái)分段實(shí)現(xiàn)684MHz的頻率調(diào)控范圍。

2.2 開關(guān)電容陣列

先定義VCO的諧振中心頻率值為幾何平均值，即(3980*3296)1/2=3622MHz；同時(shí)為確保振蕩器在頻率可調(diào)范圍內(nèi)能夠補(bǔ)償工藝偏差和溫漂，開關(guān)電容的覆蓋范圍要大于684MHz。在設(shè)計(jì)KV值時(shí)，選擇中心頻率處的KV為32MHz/V，在高低頻段處KV隨工藝溫度變化范圍是20MHz/V～45MHz/V之間，考慮到只利用到0.5V～1V左右的電壓調(diào)控范圍，每位開關(guān)可調(diào)范圍在10MHz～20MHz之間，取11MHz為相鄰開關(guān)中心頻率間隔和7位開關(guān)控制，即(27-1)*11≈1400MHz > 2*684MHz。最小的CLSB可選擇25fF的MIM電容。

開關(guān)電容陣列一般采用二進(jìn)制加權(quán)的方式來(lái)控制，即電容值成倍數(shù)增加，同時(shí)NMOS開關(guān)管的尺寸也同步增加。但是二進(jìn)制控制的缺點(diǎn)是存在累積誤差，線性不好，因此把二進(jìn)制碼轉(zhuǎn)成溫度計(jì)碼來(lái)控制開關(guān)電容陣列[11-12](溫度計(jì)碼的編碼形式如表1所示)，這樣可以實(shí)現(xiàn)電容值的線性增加。為簡(jiǎn)化譯碼電路復(fù)雜度，設(shè)計(jì)中將7位二進(jìn)制碼先分成行碼和列碼 (高三位譯成行碼，低四位譯成列碼，行列碼邏輯表達(dá)式如表2所示)，這樣開關(guān)電容陣列就變成一個(gè)8×16的矩陣，再通過如圖3所示的選通電路譯成溫度碼。

慕課商業(yè)模式的伙伴關(guān)系研究——以美國(guó)加州大學(xué)歐文分校為例 ……………………………………………… 錢小龍 4·143

如圖3所示，ROW是行碼控制信號(hào)，COL是列碼控制信號(hào)，ROWnext表示下一行控制信號(hào)，這樣若ROW=1，ROWnext=0，則第一行那個(gè)開關(guān)打開由列碼信號(hào)來(lái)決定；若ROWnext=1，則ROWnex之前的行全打開，而不用去考慮列碼的狀態(tài)。

圖3 溫度計(jì)碼選通電路及開關(guān)電容陣列單元Fig.3 thermometer code gating circuit and switched capacitance array cell

但是行列譯碼器會(huì)有延時(shí)，對(duì)于電容選通而言，控制信號(hào)對(duì)不齊就意味著會(huì)出現(xiàn)電容的頻繁開關(guān)，從而造成很大的尖峰效應(yīng)。為避免這種情況發(fā)生，對(duì)溫度計(jì)碼稍作改動(dòng)，即結(jié)合蛇形編碼方式，使得每次二進(jìn)制碼轉(zhuǎn)換時(shí)，僅有1～2個(gè)開關(guān)發(fā)生突變，進(jìn)而降低尖峰效應(yīng)。

表1 溫度計(jì)碼的編碼形式Tab.1 Coding form of thermometer

表2 行列碼邏輯表達(dá)式Tab.2 Logical expression of row and list code

2.3 器件選擇

整個(gè)壓控振蕩器中主要的器件包括電感、變?nèi)莨芤约癗MOS、PMOS差分對(duì)管。這些器件的正確取舍是保證VCO能夠正常起振、保證振蕩頻率以及覆蓋調(diào)諧范圍的關(guān)鍵。

下面先來(lái)分析電感。電感的選取必須兼顧振蕩頻率范圍、起振條件以及版圖面積等多方因素影響。

根據(jù)臺(tái)積電(TSMC)0.18μm 1P5M混合信號(hào)工藝所提供的電感模型，選擇差分電感(三端八邊形)。電感值的大小由振蕩器的起振條件、功耗、噪聲性能、頻率覆蓋范圍等因素決定。因此先選定VCO的諧振中心頻率值(3622MHz)來(lái)確定電感值大小。電感值大可以增加電壓幅度、降低相位噪聲，但是由于采用無(wú)電流源結(jié)構(gòu)，振蕩器工作在電壓限制區(qū)，即電壓幅度已經(jīng)相對(duì)較大，故電感不能過大，否則相位噪聲反到惡化。另外，考慮到互補(bǔ)MOS管及開關(guān)電容陣列的寄生效應(yīng)，以及工藝溫度變化條件下需要做到全頻帶覆蓋，這要求電感值盡量小。綜合上述因素，選擇電感值為1.394nH，以降低串聯(lián)電阻和提高Q值。

而對(duì)于變?nèi)莨艿倪x取主要是考慮變?nèi)萸€的范圍。TSMC提供兩種類型的可變電容，PN結(jié)可變電容和積累型NMOS可變電容。因?yàn)檎袷幤髡袷庪妷悍群艽蟮臅r(shí)候，PN結(jié)可變電容會(huì)出現(xiàn)正偏，這樣會(huì)降低振蕩器的品質(zhì)因數(shù)，因此采用積累型NMOS可變電容作為振蕩器的調(diào)諧電容。變?nèi)莨艿某叽缰饕鶕?jù)振蕩器的壓控增益值KV來(lái)決定，但KV越大，相噪越差，故在足夠覆蓋頻帶范圍的情況下，可以選擇相對(duì)小的KV，又考慮到自動(dòng)頻率校準(zhǔn)模塊實(shí)現(xiàn)的難度和校準(zhǔn)時(shí)間的長(zhǎng)短，KV不能選的太小。則根據(jù)3622MHz處KV為32MHz/V，得出變?nèi)莨艹叽鏑min=109.8fF, Cmax=233.6fF。

對(duì)于壓控振蕩器中的可變電容管而言，工作在積累區(qū)的變?nèi)菪Ч亲蠲黠@的，此時(shí)電容值隨電壓的變化也是線性度最好的。另外設(shè)計(jì)中還需要結(jié)合振蕩器的壓控特性進(jìn)行分析。圖4給出了在變?nèi)莨懿煌珘合耉CO的壓控曲線圖，由于VCO設(shè)計(jì)的壓控范圍是在1.2V到1.7V之間，從圖中可以看出，在1V到2V的電壓范圍內(nèi)，變?nèi)莨芷秒妷篤bias=1.25V時(shí)，控制電壓-頻率曲線的線性度比其他偏置電壓下的曲線要好很多。

圖4 壓控振蕩器的壓控曲線Fig.4 Voltage-Controlled curve of VCO

最后是關(guān)于互補(bǔ)對(duì)管的尺寸選取。振蕩器中的NMOS差分對(duì)管和PMOS差分對(duì)管都使用TSMC工藝中提供的RFMOS管。通過對(duì)負(fù)阻大小、功耗大小、寄生電容大小以及噪聲等多個(gè)因素的考慮，確定最小溝道長(zhǎng)度L為0.35μm(NMOS)、 0.3μm(PMOS)。根據(jù)波形對(duì)稱性好及相位噪聲最優(yōu)的設(shè)計(jì)原則，最終確定NMOS尺寸為48μm/0.35μm，PMOS尺寸為100μm/0.3μm。

3 仿真分析

整個(gè)壓控振蕩器設(shè)計(jì)采用TSMC 0.18μm 1P5M的RFCMOS工藝，所用的無(wú)源器件全部在片集成，其中振蕩所用到的螺旋電感采用第五層厚金屬制成。整個(gè)版圖如圖5所示。整個(gè)VCO模塊版圖用雙環(huán)包圍，這樣做的目的是為了襯底隔離、噪聲隔離、防止閂鎖效應(yīng)以避免惡化壓控振蕩器的性能。

利用Cadence公司的SpectreRF仿真工具對(duì)整個(gè)VCO進(jìn)行了寄生參數(shù)提取后的瞬態(tài)仿真分析，其輸出的振蕩波形如圖6所示，振蕩電壓峰峰值約為5.32V，振蕩頻率為3622MHz。圖7給出了在3622MHz處的相位噪聲曲線，可見在偏離中心頻率100kHz處的相位噪聲是-101.41dBc/Hz，3M處為-138.22dBc/Hz，20MHz處為-155.37dBc/Hz。整個(gè)電路的頻率調(diào)諧曲線如圖8所示，分別給出了低中高三個(gè)頻段，根據(jù)每位開關(guān)可控制10～20MHz的調(diào)諧范圍，因此本次設(shè)計(jì)完全覆蓋了所需的684MHz頻帶范圍。整個(gè)電路起振所需時(shí)間大約需要為5ns，工作電流為9.5mA。

圖5 完整的VCO版圖Fig.5 the layout of VCO

圖6 VCO輸出電壓波形Fig.6 the waveform of output voltage

圖7 壓控振蕩器相位噪聲曲線Fig.7 phase noise curve of VCO

圖8 壓控增益曲線Fig.8 VCO gain

4 結(jié)論

根據(jù)GSM系統(tǒng)中關(guān)于相位噪聲和頻率調(diào)諧范圍的指標(biāo)要求，采用無(wú)尾電流LC振蕩結(jié)構(gòu)和開關(guān)電容陣列設(shè)計(jì)了一款適用于GSM/EDGE便攜式產(chǎn)品上的VCO電路。仿真結(jié)果表明，電路調(diào)諧范圍完全覆蓋所需的頻率范圍(3296MHz～3980MHz)，目標(biāo)頻率處的相位噪聲優(yōu)于系統(tǒng)要求的-155dBc/ Hz@20MHz。設(shè)計(jì)的VCO各項(xiàng)性能參數(shù)均滿足GSM/ EDGE系統(tǒng)指標(biāo)要求。

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Design of Integrated Poly-phase Filter in GSM Handset RFIC

CHEN Xu, FANG Lina
（School of Software Engineering, Shenzhen Institute of Information Technology, Shenzhen 518172,P.R.China）

Based on the requirements of phase noise and frequency tuning range of the GSM system standard, this paper designs a voltage-controlled oscillator suitable for GSM/EDGE handset RFIC. This circuit uses the topology of no-tail current source and switched-capacitor array and has been designed in TSMC 0.18μm CMOS process. At a supply voltage of 3.3V, the simulation results show that the operating frequency covers 3296～3980MHz, the peak value of output voltage is 5.32V@3622MHz with the tuning gain of 32MHz/V. The phase noise is -155.37dBc/Hz at 20MHz offset. It will satisfy the requirements of GSM/EDGE application.

VCO, varactor, phase noise, thermometer code

TN752

：A

1672-6332（2017）01-0009-06

【責(zé)任編輯：高潮】

2016-12-05

陳勖(1977-)，男(漢)，湖南邵陽(yáng)人，博士后，講師，主要研究方向：射頻集成電路設(shè)計(jì)。E-mail:chenx@sziit.edu.cn