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        3 kW車載充電機(jī)的研究與實(shí)現(xiàn)

        2017-06-05 14:58:02劉曉東劉宿城
        電源學(xué)報 2017年3期
        關(guān)鍵詞:移相充電機(jī)恒流

        劉曉東,徐 朋, 方 煒,徐 瑞,劉宿城

        (安徽工業(yè)大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院,馬鞍山 243002)

        3 kW車載充電機(jī)的研究與實(shí)現(xiàn)

        劉曉東,徐 朋, 方 煒,徐 瑞,劉宿城

        (安徽工業(yè)大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院,馬鞍山 243002)

        電動汽車以其顯著的節(jié)能減排優(yōu)勢成為全球汽車工業(yè)的主要發(fā)展方向之一。車載充電機(jī)是電動汽車的重要組成部分,作為電動汽車動力電池與電網(wǎng)之間的接口,高效率是其最重要的技術(shù)指標(biāo),同時還應(yīng)減小其對電網(wǎng)的諧波污染。設(shè)計的車載充電機(jī)采用AC/DC到DC/DC的兩級隔離式電路結(jié)構(gòu):前級采用基于單周期控制的單相Boost-APFC電路,后級是移相全橋ZVZCS變換器,同時副邊輔助電路采用由電容和二極管組成的新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),可以進(jìn)一步提高系統(tǒng)效率。另外,提出單-雙環(huán)充電切換的控制方法,來滿足蓄電池的恒壓-恒流充電要求。為驗(yàn)證理論分析的正確性,在Matlab/Simulink環(huán)境下對整個系統(tǒng)進(jìn)行仿真,并采用TMS320F2812控制芯片完成3 kW的樣機(jī)實(shí)驗(yàn)。

        充電機(jī);功率因數(shù)校正;軟開關(guān);數(shù)字控制

        以動力電池為能源的電動汽車是21世紀(jì)的綠色工程,隨著電動汽車研究的深入,電動汽車的相關(guān)技術(shù)也得到國內(nèi)外的廣泛重視,車載充電機(jī)被列入“十五”國家863計劃電動汽車重大專項(xiàng)[1-2]。目前國內(nèi)的一些生產(chǎn)單位的充電機(jī)主要面向電瓶車、游覽車以及電池維護(hù)等應(yīng)用場合,僅有的幾家單位生產(chǎn)的電動汽車車載便攜式充電機(jī)很難滿足車載充電機(jī)需求的快速發(fā)展,研制電動汽車大功率高功率密度充電機(jī)具有重要意義[3]。

        當(dāng)前的主流拓?fù)涫荁oost-APFC和DC-DC變換器的兩級隔離型結(jié)構(gòu)[4-5]。文獻(xiàn)[4]中充電機(jī)效率已經(jīng)可以達(dá)到92.5%,其Boost PFC變換器采用平均電流控制模式;文獻(xiàn)[6-8]分別對峰值電流、滯環(huán)電流和平均電流控制方法進(jìn)行了研究,但其主要缺點(diǎn)為電流連續(xù)導(dǎo)通模式CCM(continuous conduction mode)需要有乘法器,其控制至少要檢測輸入電流、輸入電壓和輸出電壓這3個信號。文獻(xiàn)[4]中DCDC變換器由全橋諧振變換器和同步整流器組成,雖然可以提高效率,但需要使用8個全控型器件,成本較高,且控制復(fù)雜。另外基本移相全橋零電壓零電流開關(guān)ZVZCS(zero-voltagezero-currentswitching)變換器存在滯后臂開關(guān)管在輕載時實(shí)現(xiàn)零電壓困難的問題,且二次側(cè)整流二極管電壓應(yīng)力較大[9-10]。在電池的充電過程中,單一的恒壓或恒流充電,分別在充電前、后期充電電流很大,電池內(nèi)部溫度上升很快而縮短了其使用壽命,甚至損壞電池。而傳統(tǒng)的從恒流充電切換到恒壓充電時,會出現(xiàn)被控量突變的情況,一定幾率上造成切換過程中充電電流斷續(xù)狀況[11]。

        針對Boost PFC變換器,本文采用結(jié)構(gòu)簡單、無需乘法器的單周期控制方式實(shí)現(xiàn)APFC,提出了一種改進(jìn)型移相全橋ZVZCS變換器,其中副邊輔助電路由1個電容和2個二極管組成。新拓?fù)錅p小了通態(tài)損耗和環(huán)流損耗,解決了副邊整流橋上二極管應(yīng)力較大的問題,并可在全負(fù)載范圍實(shí)現(xiàn)滯后臂的零電流開關(guān)ZCS,提高了效率。為確保充電電流連續(xù),本文采取從電流單環(huán)到電壓電流雙環(huán)的切換系統(tǒng),即從恒流充電切到恒壓充電時,構(gòu)成雙環(huán)PI控制系統(tǒng),并進(jìn)行仿真分析。以DSP作為核心控制芯片完成了樣機(jī)制作,通過實(shí)驗(yàn)測試進(jìn)一步驗(yàn)證了所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略的正確性和有效性。

        1 車載充電機(jī)拓?fù)渑c控制策略

        1.1 前級單周期控制APFC技術(shù)

        本文采用單周期控制技術(shù)對功率因數(shù)進(jìn)行校正,圖1為充電機(jī)的主電路結(jié)構(gòu),其中電感L、二極管D、電容C和開關(guān)管Q構(gòu)成前級Boost-APFC電路。

        單周期控制Boost-APFC變換器原理如圖2所示。在開關(guān)周期開始時刻,采用頻率為20 kHz的時鐘信號clock對RS觸發(fā)器進(jìn)行置位,IGBT導(dǎo)通,同時由積分電容Cint、積分電阻Rint和運(yùn)算放大器組成的實(shí)時積分器也開始積分,電感電流上升;當(dāng)實(shí)時積分器輸出等于采樣電流信號時,比較器發(fā)生翻轉(zhuǎn),RS觸發(fā)器復(fù)位,關(guān)斷IGBT,同時開關(guān)S閉合,實(shí)時積分器復(fù)位清零。RS觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)時,比較器的2個輸入端電壓Vm滿足

        式中:RS為采樣電阻或等效的采樣電阻;iL為輸入電流;D為占空比;Vm為電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出。則有

        因此,每個開關(guān)周期內(nèi)D都可調(diào)。又Boost電路輸入、輸出電壓滿足關(guān)系:Uo=Uin(1-D),代入式(2)得

        在一個工頻周期內(nèi),Uo、Vm可看作不變量,所以網(wǎng)側(cè)電流能緊跟網(wǎng)側(cè)電壓呈正弦變化。

        圖1 車載充電機(jī)主電路結(jié)構(gòu)Fig.1 Main circuit structure of on-board charger

        圖2 單周期控制Boost-APFC變換器原理Fig.2 One-cycle control principle of Boost-APFC converter

        與傳統(tǒng)功率因數(shù)校正方法相比,單周期控制是一種大信號、非線性控制技術(shù),無需乘法器來提供參考電流,具有結(jié)構(gòu)簡單、控制精度高、動態(tài)響應(yīng)快和抗干擾性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn),其主要組成器件只有時鐘、實(shí)時積分器、比較器、RS觸發(fā)器及加法器,與其他的控制方法相比所需的元器件少,成本相對較低[12-14]。

        1.2 后級改進(jìn)型ZVZCS的拓?fù)浞治?/p>

        圖1為改進(jìn)型ZVZCS部分利用變壓器中心抽頭,將鉗位電容和2個二極管加入副邊來改進(jìn)拓?fù)?。?dāng)一次側(cè)往二次側(cè)傳遞能量時,CC通過DC1被充電;續(xù)流期間,DC2導(dǎo)通使CC能量釋放,反加到一次側(cè)使IP減小到0,從而讓ZCS在滯后臂順利完成。本文中CC較大,不會產(chǎn)生諧振而導(dǎo)致二次側(cè)電壓應(yīng)力是原來2倍的問題,故可近似恒壓等效CC上的電壓。綜上所述,該拓?fù)錅p小了通態(tài)損耗和環(huán)流損耗,提高了效率,解決了副邊整流橋上二極管的應(yīng)力較大的問題,可在全負(fù)載范圍實(shí)現(xiàn)滯后臂的ZCS。

        1.2.1 改進(jìn)型ZVZCS工作過程

        改進(jìn)型ZVZCS工作過程波形如圖3所示。改進(jìn)型拓?fù)淇煞譃?4個工作模態(tài),因其是對稱工作,所以只需要分析前半個周期內(nèi)的7個模態(tài)。其中VAB是變壓器一次側(cè)電壓,Vrec是變壓器二次側(cè)整流管電壓,IDC1和IDC2分別是流過DC1和DC2上的電流。具體工作過程如下。

        模態(tài)1(t0~t1):t0前Q1開始工作,t0時刻Q4工作,因?yàn)樵谏弦粋€周期中IP已經(jīng)減小到0,所以Q4實(shí)現(xiàn)了零電流開通。在第1個模態(tài)開始時D1~D4都是關(guān)斷的,上一周期中CC儲存的能量通過DC2提供給負(fù)載。這一階段的IP和Vrec分別為

        式中:Ui為整流輸出直流電壓;K為變壓器變比,K= N1/N2,N1、N2分別為原、副邊繞組匝數(shù)。

        在此過程中,電容CC兩端的電壓逐漸減小但可近似認(rèn)為不變。隨著IP的慢慢增大D1和D4也隨之開通,二次側(cè)電壓Vrec上升至大于電容CC兩端的電壓時DC2開始關(guān)閉,DC1開始工作,此時DC2和D1、D4完成換流。第1個模態(tài)結(jié)束時IP上升到i0折算到一次側(cè)的值IP≈i0/K。

        模態(tài)2(t1~t2):t1時刻DC2已經(jīng)和D1、D4的換流過程結(jié)束,能量從一次側(cè)全部傳遞給負(fù)載,DC2關(guān)閉,DC1開始工作,一次側(cè)由LS開始給CC充電。此時,Vrec由VCc變?yōu)?VCc,即

        CC充電過程中,因CC較大,IP相比i0/K變化較小,故可視作IP基本保持不變,即

        模態(tài)3(t2~t3):因?yàn)榕cQ1并聯(lián)的C1兩端電壓VC1不能發(fā)生突變,所以Q1在t2時刻實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。此后IP對C1充電,對C3放電,IP在這一模態(tài)下變化不大。這一階段VAB等于C3兩端的電壓VC3,VAB迅速減小至低于KVrec,從而導(dǎo)致IDC1也快速減小,則有

        t3時刻C3電壓也減小為0,此時反并聯(lián)在Q3上的二極管開始工作。該模態(tài)的時間為

        模態(tài)4(t3~t4):由上一模態(tài)分析可知,在t3時刻C1和C3的充放電都已經(jīng)完成,Vrec電壓反加在LS上,IP開始下降,即

        當(dāng)C3放電結(jié)束后Q3立刻開始工作,因?yàn)楹蚎3反并聯(lián)的二極管提前工作,所以Q3兩端的電壓即二極管的導(dǎo)通壓降,故Q3也實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通。

        模態(tài)5(t4~t5):t4時刻IDC1電流已經(jīng)減小為0,DC1關(guān)斷,D1、D4和DC2換流開始。IP依然滿足式(11),而Vrec(t)為此階段IP減小的速度變緩,最終,CC的反向電壓將讓IP減小到0。

        模態(tài)6(t5~t6):t5時刻D1、D4與DC2已經(jīng)完成換流,IP也減小為0,此時Q4停止工作并實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。CC開始向負(fù)載提供能量。

        模態(tài)7(t6~t7):Q4關(guān)斷后在死區(qū)時間td內(nèi)讓Q2開始工作即可實(shí)現(xiàn)Q2的零電流開通。

        1.2.2 改進(jìn)型ZVZCS實(shí)現(xiàn)條件

        (1)ZVS實(shí)現(xiàn)的條件

        當(dāng)和Q3并聯(lián)的二極管工作后再讓Q3工作,可實(shí)現(xiàn)零電壓開通。設(shè)C1=C2=Cr,則超前臂的死區(qū)時間應(yīng)為

        (2)ZCS實(shí)現(xiàn)的條件

        在CC向負(fù)載提供電流期間,IP只要完成復(fù)位即可讓ZCS在滯后臂順利完成。因?yàn)镃C遠(yuǎn)比C1和C3大,假設(shè)CC上儲存的能量是EC,原邊LS待釋放的能量為EL,則有

        由式(14)、式(15)得,當(dāng)EC>EL時,就可以實(shí)現(xiàn)ZCS。故按照最大IP進(jìn)行設(shè)計,就能夠在整個負(fù)載變化時都能實(shí)現(xiàn)滯后臂的ZCS。

        2 單-雙環(huán)切換充電系統(tǒng)設(shè)計

        為了實(shí)現(xiàn)車載充電機(jī)恒流恒壓的切換充電,控制系統(tǒng)必須有電流和電壓閉環(huán)[15]。起始階段,為了實(shí)現(xiàn)快速充電,由電流單環(huán)PI控制為負(fù)載提供恒定的充電電流;當(dāng)負(fù)載電壓達(dá)到一定電壓后,系統(tǒng)切換為電壓外環(huán)-電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)PI控制,為負(fù)載提供可變的充電電流,以維持恒定的負(fù)載電壓,確保充電電流連續(xù)。

        在移相全橋ZVZCS的控制系統(tǒng)中設(shè)置切換開關(guān),單-雙環(huán)切換控制系統(tǒng)的框圖如圖4所示。選取電流單環(huán)控制恒流階段,當(dāng)切換到恒壓充電時選取電壓外環(huán)-電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制,這樣不僅實(shí)現(xiàn)了電壓穩(wěn)定的目的,也不會出現(xiàn)充電電流斷續(xù),同時負(fù)載擾動對輸出的影響可以通過電流環(huán)的快速性有效抑制。

        圖4 單-雙環(huán)切換控制Fig.4 Switching control between one and double closed loops

        2.1 主電路小信號建模

        移相全橋ZVZCS可由Buck電路變化而來,兩者的區(qū)別在于前者存在占空比丟失。通過對Buck電路進(jìn)行小信號建模后,再定義有效占空比的概念,然后引入正、負(fù)反饋的附加項(xiàng)和兩個受控源,最后建立包括漏感在內(nèi)的ZVZCS小信號模型[16-17]。

        通過分析圖1移相全橋ZVZCS部分可以得到其傳遞函數(shù),其中輸出濾波器的傳遞函數(shù)H0(s)為

        其中:

        式中,Zin(s)為輸入阻抗。

        2.2 恒流充電階段

        恒流階段的系統(tǒng)Bode圖如圖5所示。由圖可見,在恒流期間,控制目標(biāo)是保持輸出電流不變,采取電流單環(huán)負(fù)反饋,校正方式為比例積分控制。設(shè)電流環(huán)比例、積分常數(shù)分別為Kpi、Kii,故此階段系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)Gi(s)為

        圖5 恒流階段系統(tǒng)Bode圖Fig.5 Bode plot of constant current stage

        此時整個系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

        計算求得系統(tǒng)電流PI系數(shù)是Kpi=5,Kii=200,將系統(tǒng)參數(shù)代入式(13),得到其Bode圖如圖5所示。其相角裕度Pm=54.4°,增益的剪切頻率wc1= 12.2 krad/s,補(bǔ)償后的系統(tǒng)穩(wěn)定。

        2.3 恒壓充電階段

        完成恒流充電之后,系統(tǒng)切換到恒壓充電,采取電壓外環(huán)-電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制負(fù)反饋,校正方式為PI控制,故此階段系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

        圖6 恒壓階段系統(tǒng)Bode圖Fig.6 Bode plot of constant voltage stage

        計算求得系統(tǒng)電壓PI調(diào)節(jié)器的Kpv=0.5,Kiv= 5,將其代入式(15),則系統(tǒng)的Bode圖如圖6所示。圖中相角裕度Pm=60.7°,增益的剪切頻率wc2=6.81 krad/s,補(bǔ)償后的系統(tǒng)穩(wěn)定。

        3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

        為驗(yàn)證上述理論分析的正確性,搭建了一臺3 kW的數(shù)字控制試驗(yàn)樣機(jī),其網(wǎng)側(cè)電壓有效值是220 V,輸出300 V的直流電壓,模擬直流充電機(jī)的恒流、恒壓兩階段充電。主電路實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表1所示,前級Boost-APFC的網(wǎng)側(cè)電壓和電流波形見圖7。由圖7可知,網(wǎng)側(cè)電流近似正弦波,能夠跟隨網(wǎng)側(cè)電壓變化,實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正,減小了諧波污染,達(dá)到了高功率因數(shù)和低電流諧波的要求,滿足設(shè)計指標(biāo)的要求。

        表1 主電路實(shí)驗(yàn)參數(shù)Tab.1 Experimental parameters of system

        圖7 網(wǎng)側(cè)輸入電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms of current and voltage in power grid

        軟開關(guān)是本文設(shè)計的重點(diǎn),只有實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)整機(jī)的充電效率才能大幅度地提高。如果在輕載狀態(tài)下,前后臂都能分別完成ZVS與ZCS,那么重載時更能達(dá)到設(shè)計要求。

        圖8為在功率600 W、輸出電壓100 V、輸出電流6 A條件下驗(yàn)證的充電系統(tǒng)中軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)情況的實(shí)驗(yàn)波形。從圖8中可以看出,超前臂IGBT完全達(dá)到零電壓開通和關(guān)閉的要求;滯后臂IGBT也很好地實(shí)現(xiàn)了在零電流下的工作。

        圖8 后級軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)的實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms of ZVZCS

        圖9為從恒流到恒壓的充切換過程的實(shí)驗(yàn)波形,過渡時間大約0.1 s。由圖可見2階段穩(wěn)態(tài)和切換的動態(tài)過程均良好,未出現(xiàn)充電電流斷續(xù)等狀況。負(fù)載采用2個12 V/36 Ah的鉛酸蓄電池并聯(lián),再串接一個大功率電阻箱,壓降基本都降落在電阻上,并聯(lián)蓄電池的電壓變化范圍很小,在恒流充電階段基本無變化。

        圖9 整機(jī)充電切換的實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveform of switching process when system charging

        圖10所示為搭建的樣機(jī)充電效率,包括前級單相Boost-APFC電路、后級移相全橋ZVZCS電路以及整機(jī)的效率。從圖中可以看出,隨著輸出功率從0~3 kW逐漸增大,前級效率、后級效率以及整機(jī)效率也逐漸增大;滿載時,單相Boost-APFC電路效率約是95.1%,后級ZVZCS電路的效率近似達(dá)到93.1%,整機(jī)效率達(dá)到88.5%,基本達(dá)到車載充電機(jī)對效率的設(shè)計指標(biāo)。

        圖10 樣機(jī)充電效率Fig.10 Efficiency versus of prototype

        4 結(jié)語

        本文設(shè)計的充電機(jī)前級采用的單周期控制單相Boost-APFC電路與后級ZVZCS電路相對獨(dú)立,消除網(wǎng)側(cè)電流諧波,具有較高的功率因數(shù),可靠性高,運(yùn)行效果良好;后級采用副邊添加輔助電路的移相全橋ZVZCS新拓?fù)?。引入輔助電路使得原邊超前換流且換流時間大大縮短,確保在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)滯后臂的零電流開通和關(guān)斷。通過仿真和樣機(jī)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

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        Research and Implementation of 3 kW On-board Charger

        LIU Xiaodong,XU Peng,FANG Wei,XU Rui,LIU Sucheng
        (School of Electrical and Information Engineering,Anhui University of Technology,Ma’anshan 243002,China)

        With significant advantage of energy saving and emissions reduction,electric vehicle(EV)has been one of the main development directions of the global automotive industry.On-board charger is a key component of EV and functions as the interface between EV battery and electric grid.High efficiency is the primary technical index for onboard charger,and so is the less harmonic pollution to the electric grid.In this paper,the two-stage AC/DC and DC/DC circuit structure with isolation is adopted.The first stage uses single phase Boost-APFC circuit with one-cycle control, the second stage is ZVZCS converter with phase-shifted full-bridge control.Meanwhile,the transformer secondary side auxiliary circuit adopts a new topology consists of capacitance and diode to achieve higher efficiency.Then,a control method of single-double loop charge switching is presented to meet vehicle battery constant voltage-current charging requirement.The correctness of theoretical analysis is verified by the entire charging system simulation in Matlab/ Simulink and the experiments of a 3 kW prototype using TMS320F2812DSP control chip.

        on-board charger;power factor correction;soft-switching;digital control

        劉曉東

        10.13234/j.issn.2095-2805.2017.3.126

        :TM 910.6

        :A

        劉曉東(1971-),男,博士,教授,研究方向:電力電子功率變換技術(shù),E-mail:lx dong168@sina.com。

        徐朋(1994-),男,通信作者,本科,研究方向:電力電子功率變換技術(shù),E-mail:xupeng86@hotmail.com。

        方煒(1977-),男,博士,副教授,研究方向:電力電子功率變換技術(shù)以及非線性控制,E-mail:fweizk@163.com。

        徐瑞(1991-),男,碩士研究生,研究方向:電力電子功率變換技術(shù),E-mail:xurui199111@sina.cn。

        劉宿城(1981-),男,博士,研究方向:電力電子系統(tǒng)穩(wěn)定性分析與控制,E-mail:liusucheng@ahut.edu.cn。

        2015-11-25

        國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(51207001);安徽省高校自然科學(xué)研究重點(diǎn)資助項(xiàng)目(KJ2016A804)

        Project Supported by National Natural Science Foundation of China(51207001);Natural Science Foundation of the Anhui Higher Education Institutions of China(KJ2016A804)

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