劉和平 ，羅 異 ，劉 慶 ，鄧 力 ，周 奇

（1.重慶大學 輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國家重點實驗室，重慶 400030；2.重慶賽力盟電機有限責任公司，重慶 401329）

0 引言

電除塵器是高效率除塵設(shè)備，其所需直流高電壓由大功率變換器提供，這些變換器典型的功率范圍為10～120 kW，輸出直流高電壓的調(diào)節(jié)范圍為30～100 kV［1］。為降低功耗，常采用高頻諧振變換器作為供電電源［2-3］。文獻［4-5］證明串聯(lián)諧振變換器因在較寬電壓范圍內(nèi)具有平均充電電流恒定且抗負載短路能力強的優(yōu)點而被廣泛用于電除塵電源系統(tǒng)，并分析了其調(diào)壓特性，但高壓高頻變壓器寄生參數(shù)的影響使其實際工作特性與理想情況存在差別［6］。LCC串并聯(lián)諧振變換器能充分利用變壓器寄生參數(shù)，是大功率高頻高壓電除塵電源的理想選擇，為實現(xiàn)逆變橋開關(guān)零電流開通、零電流零電壓關(guān)斷的全時軟開關(guān)效果，根據(jù)高壓整流器輸出電流的不同可使其工作于雙脈沖模式或單脈沖模式［7-8］。在LCC串并聯(lián)諧振變換器工作于這2種模式下僅調(diào)節(jié)逆變橋頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓的過程中，諧振電感電流持續(xù)工作在斷續(xù)模式，斷續(xù)程度變化較大時諧振電流峰值會出現(xiàn)極大值，頻率調(diào)節(jié)區(qū)間過大時變換器工作模式將會發(fā)生改變，從而使特性改變，當輸出為單脈沖模式時還會使開關(guān)關(guān)斷時間不易確定［9］。但目前電除塵電源系統(tǒng)前級普遍采用三相不可控二極管整流器輸出直流母線電壓為后級供電，由于直流母線電壓不可控，使得當后級工作模式變化引起其值變化時會引起電網(wǎng)電流較大的畸變［10］，使網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)較低，并且僅能通過調(diào)節(jié)后級高頻變換器頻率來調(diào)節(jié)高壓側(cè)輸出電壓，增大輸出功率。同時，由于直流母線電壓最大值僅為電網(wǎng)相電壓有效值的2.45倍，為使高壓側(cè)電壓達到電暈電壓等級，往往需要高頻升壓變壓器變比很大，這給設(shè)計帶來困難，也使得寄生參數(shù)值較大。目前很少有文獻深入分析LCC串并聯(lián)諧振變換器的調(diào)壓特性，同時，雖然高功率因數(shù)整流器在高壓大容量場合應(yīng)用較多［11］，但有關(guān)研究其在高壓大功率電除塵電源系統(tǒng)中應(yīng)用的文獻卻很少。

本文深入分析了電除塵電源系統(tǒng)后級LCC串并聯(lián)諧振變換器雙脈沖工作模式，分時間段建立了變換器數(shù)學模型并進行詳細的特性分析?；诤蠹壒ぷ魈匦詫Ρ炔煌吖β室驍?shù)整流方式應(yīng)用于電除塵電源系統(tǒng)前級時整機特性的不同，分別設(shè)計具有代表性的無源及有源功率因數(shù)校正功能的近正弦輸入電流整流器（RNSIC）及脈寬調(diào)制（PWM）整流器作為前級整流器，根據(jù)后級額定功率分別設(shè)計整流器參數(shù)，在電力電子Saber仿真軟件中進行大量的分析工作，對比了2個系統(tǒng)在這2種整流設(shè)備提供直流母線電壓條件下后級分別采用調(diào)頻調(diào)壓及調(diào)節(jié)直流母線電壓調(diào)壓方式下的工作特性，為高功率因數(shù)整流器在高頻高壓大功率電除塵電源系統(tǒng)中的應(yīng)用提供了參考。

1 LCC諧振變換器雙脈沖模式分析

高頻高壓電除塵電源系統(tǒng)拓撲如圖1所示，前級為三相整流器，后級為LCC串并聯(lián)諧振變換器。根據(jù)一個諧振電流周期內(nèi)后級高壓側(cè)整流橋輸出電流io的不同可以分為雙脈沖及單脈沖2種工作模式，其區(qū)別在于當 VTs1、VTs4（VTs2、VTs3）開通時并聯(lián)電容 Cp上的電壓值是否已被箝位到Uo/n或-Uo/n。諧振電感電流工作于這2種模式時可以實現(xiàn)逆變橋開關(guān)零電流開通、零電流零電壓關(guān)斷的全時軟開關(guān)效果。對于單脈沖模式，在每個諧振電流周期開始時存在為并聯(lián)電容繼續(xù)充電的時間段，使得逆變橋開關(guān)關(guān)斷時間不確定，不利于逆變器控制。

本文重點分析雙脈沖模式下變換器特性，為便于建立數(shù)學模型，定義如下變量：電容比k=Cp/Cs；特征阻抗；諧振角頻率。并假設(shè)：變換器各元件均為理想器件；直流母線電壓Ud和輸出電壓Uo恒定；濾波電容Co折算到變壓器初級的值遠大于串、并聯(lián)電容值（Cs、Cp）。雙脈沖模式下主要波形如圖2所示。為實現(xiàn)軟開關(guān)的目的，要求一個開關(guān)周期內(nèi)開關(guān)管驅(qū)動時間Ton小于一個諧振電流周期TLs且TLs要小于開關(guān)周期的一半。以t1為一個諧振電流周期開始時刻為例，諧振電流為正的時間段［t1，t2）為諧振角頻率一定的半個正弦波周期，在諧振電流為負的時間段［t2，t3）內(nèi)關(guān)斷開關(guān)可實現(xiàn)零電流零電壓關(guān)斷效果，大幅減小關(guān)斷過程中功率損耗。半個開關(guān)周期內(nèi)諧振變換器各個模態(tài)的工作情況如下。

a.模態(tài) 1［t1，t2）。開關(guān)管 VTs1、VTs4開通，t1時刻諧振電流iLs（t1）=0，并聯(lián)電容兩端電壓已被箝位到Uo/n，諧振電感Ls與串聯(lián)電容Cs參與諧振，電流從零開始按正弦規(guī)律增加，變壓器初級向次級傳遞能量，根據(jù)初始條件得到時域狀態(tài)方程為：

圖1 電除塵電源系統(tǒng)拓撲圖Fig.1 Topology of electrostatic precipitator power supply system

圖2 雙脈沖模式主要波形圖Fig.2 Main waveforms of double-impulse mode

其中，iLs為諧振電流；UCs為串聯(lián)電容電壓值。

b.模態(tài) 2［t2，tx）。在 t2時刻，諧振電流正方向到零，UCs達到峰值，之后諧振電流反向，通過反并聯(lián)二極管VDs1、VDs4續(xù)流，UCs及UCp開始減小，高壓側(cè)整流二極管截止，變壓器初級無能量傳遞到次級，Ls、Cp和Cs三元件參與諧振。在該階段撤去開關(guān)管驅(qū)動信號則能實現(xiàn)開關(guān)管的零電流零電壓關(guān)斷。根據(jù)式（1）可得 UCs（t2），該階段其他初始條件為iLs（t2）=0，UCp（t2）=Uo/n，由此可解得時域狀態(tài)方程為：

在tx時刻，并聯(lián)電容電壓被諧振電流反向箝位到 -Uo/n，由式（2）可以解得：

c.模態(tài) 3［tx，t3）。該時間段內(nèi)并聯(lián)電容 Cp兩端電壓一直被箝位在-Uo/n，Ls與Cs參與諧振。變壓器初級再次向次級傳遞能量，諧振電流為負，諧振網(wǎng)絡(luò)儲能回饋給輸入電源。在該階段撤去開關(guān)管驅(qū)動信號也能實現(xiàn)開關(guān)管的零電流零電壓關(guān)斷。式（4）、（5）為該階段初始條件，由此可得時域狀態(tài)方程為：

在t3時刻諧振電流再次到零，并聯(lián)電容Cp兩端電壓UCp保持-Uo/n不變，UCs達到新的穩(wěn)定值，由電路工作波形的對稱性可知 UCs（t3）=-UCs（t1）、iLs（t3）=-iLs（t1），根據(jù)式（6）可得：

d.模態(tài) 4［t3，t4）。該模態(tài)諧振電路不工作，UCp與UCs保持不變。該時間段結(jié)束后諧振電路開始另一半開關(guān)周期的工作。調(diào)節(jié)該時間段長短可以調(diào)節(jié)輸出電壓。特別地，該時間段持續(xù)時間為零時為臨界電流模式。

雙脈沖模式下要求tx變化范圍為t2＜tx＜t3。

由式（1）、（2）、（5）及 tx變化范圍可解得雙脈沖模式下的輸出電壓限制條件為：

理想情況下變換器輸入、輸出功率滿足：

為表示輸入、輸出電壓關(guān)系，定義電壓傳輸系數(shù)：

結(jié)合各時間段UCp與UCs變化量與諧振電流關(guān)系、功率平衡關(guān)系并將式（1）、（10）代入，以輸入電壓Ud作為電壓基準值，得到串聯(lián)電容各時刻歸一化電壓的表達式為：

將式（4）、（11）分別代入式（3）、（7）得到一個開關(guān)周期內(nèi)總的諧振電流工作時間為：

當模態(tài)4持續(xù)時間為零時的逆變器開關(guān)頻率即為LCC串并聯(lián)諧振變換器臨界頻率fr，且fr=1/（2TLs）。以諧振角頻率 ωr對應(yīng)的頻率 fωr=ωr/（2π）為頻率基準值得到歸一化臨界頻率表達式為：

2 調(diào)壓特性分析

由式（14）繪出歸一化臨界頻率frN與電壓傳輸系數(shù)σ關(guān)系曲線如圖3所示，可見在電路參數(shù)確定時臨界頻率僅與電壓傳輸系數(shù)相關(guān)，根據(jù)所需電壓傳輸系數(shù)即可確定其所對應(yīng)的臨界頻率。為使LCC串并聯(lián)諧振電路工作在雙脈沖模式，σ最大值不能超過1，此時，UCp在一個諧振電流周期結(jié)束時恰好被箝位到 Uo/n 或 -Uo/n。

圖3 歸一化臨界頻率與電壓傳輸系數(shù)關(guān)系曲線Fig.3 Curves of normalized critical frequency vs.voltage transmission coefficient

定義等效負載系數(shù) Q=Ro/（n2Zr），并令逆變器開關(guān)頻率fs=xfr，其中x為頻率系數(shù)，表示斷續(xù)程度，其變化范圍為0到1。由對稱性，可建立半個開關(guān)周期內(nèi)能量平衡方程為：

將諧振電流表達式及式（11）、（12）代入式（15）可得到x與Q、σ、k之間數(shù)學關(guān)系，以k=0.2為例繪出等效負載系數(shù)與電壓傳輸系數(shù)關(guān)系曲線如圖4所示。對于相同等效負載系數(shù)，頻率系數(shù)越接近1時所對應(yīng)的電壓傳輸系數(shù)越大，說明臨界模式下電壓傳輸比最大，將頻率固定在臨界頻率并調(diào)節(jié)母線電壓時，可得最大斜率的線性調(diào)壓曲線。將x與Q、σ、k之間的數(shù)學關(guān)系及式（14）代入逆變器開關(guān)頻率表達式，得到以fωr為基準值的歸一化頻率表達式為：

圖4 Q與σ關(guān)系曲線Fig.4 Curves of Q vs.σ

以Q=0.8為例根據(jù)式（16）繪出fsN與k、σ關(guān)系曲面如圖5所示，由此可得不同k值對應(yīng)的fsN與σ關(guān)系曲線，當fsN接近雙脈沖模式極限值時σ變化較平緩，說明LCC串并聯(lián)諧振變換器采用調(diào)頻調(diào)壓方式時調(diào)壓曲線斜率隨頻率的增大而逐漸減小，接近臨界模式時調(diào)壓特性較差。

圖5 fsN與σ、k的關(guān)系曲面Fig.5 Relation surface of fsNvs.σ and k

以 Ud/Zr為諧振電流基準值，由式（1）可得歸一化諧振電流峰值為：

根據(jù)式（17）繪出諧振電流峰值曲線如圖6所示，可以看出，隨著電壓傳輸系數(shù)逐漸增大，諧振電流峰值會先增大后減小，在調(diào)節(jié)高壓側(cè)電壓過程中會出現(xiàn)極大值，大幅增加了開關(guān)管的電流應(yīng)力。

圖6 ILsN與σ關(guān)系曲線Fig.6 Curves of ILsNvs.σ

3 電除塵電源系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)整流器選擇

為提高高壓電除塵電源系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)電能質(zhì)量，本文分別采用近正弦輸入電流整流器及PWM整流器作為系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)變流器，并比較所對應(yīng)直流母線電壓不可控和可控2種情況下整機工作特性。2種整流器拓撲分別如圖1前級和圖7所示。近正弦輸入電流整流器通過網(wǎng)側(cè)電感和二極管并聯(lián)電容改變電路工作狀態(tài)，提高網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)，是采用無源技術(shù)抑制諧波方法中具有代表性的一種［12-14］。PWM整流器因具有網(wǎng)側(cè)電流諧波含量小、功率因數(shù)高及動態(tài)響應(yīng)快等優(yōu)點而被廣泛用作電力電子設(shè)備與電網(wǎng)接口［15-16］。

圖7 近正弦輸入電流整流器拓撲Fig.7 Topology of nearly-sinusoidal input-current rectifier

4 實例仿真分析及驗證

4.1 參數(shù)設(shè)計

以輸出功率106kW、輸出電壓64kV為2個系統(tǒng)的額定輸出指標，取額定輸出時母線電壓為800 V，并由圖3—5設(shè)計LCC諧振變換器參數(shù)如下：諧振電感 Ls＝15 μH， 串聯(lián)電容 Cs＝4 μF， 并聯(lián)電容 Cp＝1.6 μF，變壓器變比 1∶n＝1∶140，臨界頻率 fr＝12.36 kHz，額定母線電壓Ud＝800 V。由所設(shè)計參數(shù)可得σ=0.8，小于雙脈沖模式極限值1，可保證變換器工作于該模式。根據(jù)后級額定功率及額定母線電壓值分別設(shè)計前級整流器參數(shù)如下：近正弦輸入電流整流器，網(wǎng)側(cè)濾波電感 La＝Lb＝Lc＝5 mH， 濾波電容 Cd＝1470 μF，二極管并聯(lián)電容 C1＝C2＝…＝C6＝ 365.5 μF，最大輸出功率 Pomax＝110 kW；PWM 整流器，輸入電感 La＝Lb＝Lc＝5 mH，調(diào)制頻率 fPWM=10 kHz，濾波電容 Cd＝6000 μF，最大輸出功率Pomax＝110kW。網(wǎng)側(cè)額定輸入為線電壓380 V、頻率50 Hz的三相交流電，PWM整流器網(wǎng)側(cè)電阻取0.01 Ω。由所設(shè)計系統(tǒng)前級整流器及后級諧振變換器參數(shù)分別在電力電子Saber仿真平臺中搭建2個系統(tǒng)的整機仿真模型。

對于前級采用近正弦輸入電流整流器的系統(tǒng)，Ud不可控，只能調(diào)節(jié)后級開關(guān)頻率fs來調(diào)節(jié)Uo，在額定電壓以下調(diào)節(jié)過程中變換器持續(xù)工作于斷續(xù)模式，圖8（a）為fs=10 kHz時的諧振電流波形，后級為斷續(xù)工作模式，測得此時母線電壓為858V，已偏離其額定值，諧振電流峰值為577A，其理論計算值為575A。對前級采用PWM整流器的系統(tǒng)，將后級頻率保持在臨界頻率fr，根據(jù)Ud所需調(diào)節(jié)范圍確定電網(wǎng)側(cè)相電壓，并通過整定控制參數(shù)在此范圍內(nèi)調(diào)節(jié)Ud［17-20］，該過程中后級電源持續(xù)工作于臨界模式，圖8（b）為Ud=800 V時的諧振電流波形，后級為臨界模式，測得諧振電流峰值為524 A，其理論計算值為523 A。由諧振電流波形可驗證LCC諧振變換器參數(shù)設(shè)計的正確性。

圖8 2種模式下iLs波形Fig.8 Waveforms of iLsin two modes

在輸出額定功率時2個系統(tǒng)電網(wǎng)側(cè)波形如圖9所示。圖9（a）為近正弦輸入電流整流器網(wǎng)側(cè)a相電壓、電流波形，測得電流總諧波畸變率（THD）為0.014，根據(jù)此時電壓、電流波形相位差得到位移因數(shù)，進而計算得到功率因數(shù)為0.999。圖9（b）為PWM整流器網(wǎng)側(cè)a相電壓、電流波形，測得電流THD為0.011，計算得到功率因數(shù)為0.999?？梢姡诤蠹壒ぷ饔陬~定功率時2個系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)均較高，驗證了整流器參數(shù)設(shè)計的正確性。

圖9 2種整流器電網(wǎng)側(cè)波形Fig.9 Grid-side waveforms of two rectifier types

4.2 工作特性對比

由所測數(shù)據(jù)繪出2個電除塵電源系統(tǒng)調(diào)壓特性對比曲線如圖10所示，其中近正弦輸入電流整流器作為網(wǎng)側(cè)整流器的系統(tǒng)僅能通過調(diào)節(jié)后級頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓，而PWM整流器作為網(wǎng)側(cè)整流器的系統(tǒng)可以使后級頻率固定而采用調(diào)節(jié)直流母線電壓的方式來調(diào)節(jié)輸出電壓。

圖10 調(diào)壓特性對比曲線Fig.10 Comparison of voltage regulation performance

由圖10（a）可見，在逆變器頻率接近臨界頻率階段時，調(diào)頻調(diào)壓方式下的調(diào)壓特性變差。而由圖10（b）可見，固定逆變器頻率為臨界頻率12.36 kHz，采用調(diào)節(jié)母線電壓調(diào)壓時，電壓傳輸系數(shù)保持0.8不變，因此調(diào)壓曲線始終保持線性調(diào)壓特性，結(jié)果與理論分析一致。

圖11 諧振電流峰值曲線Fig.11 Curves of peak resonant current

2種調(diào)壓方式下諧振電感電流峰值曲線如圖11所示，可見輸出電壓在額定值以下調(diào)節(jié)過程中，調(diào)頻調(diào)壓方式下所對應(yīng)的諧振電流峰值較大，最大時達到612 A。若Ud不變，則調(diào)頻調(diào)壓方式下諧振電流隨輸出電壓變化趨勢應(yīng)如圖6所示，但由于近正弦輸入電流整流器直流母線電壓不可控，其值隨負載功率變化會波動，因此兩者存在較小差別。而調(diào)節(jié)直流母線電壓調(diào)壓方式下所對應(yīng)的諧振電流保持線性增長，其值較小，在額定輸出時達到最大，為524 A，因此在輸出電壓調(diào)節(jié)過程中PWM整流器作為前級的電除塵電源系統(tǒng)大幅減小了后級開關(guān)電流應(yīng)力。

2個系統(tǒng)電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)與輸出功率Po曲線如圖12所示，由于近正弦輸入電流整流器參數(shù)在后級額定功率下設(shè)計，所以其功率因數(shù)只有在額定功率附近時會接近1，當輸出功率較小時，雖然電網(wǎng)電流波形畸變率較小，但位移因數(shù)逐漸減小，導(dǎo)致功率因數(shù)變小。而PWM整流器對電網(wǎng)電流直接進行控制，在后級負載功率變化過程中電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)始終接近1，大幅提高了電除塵電源系統(tǒng)電網(wǎng)側(cè)電能質(zhì)量。

圖12 2個系統(tǒng)電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)對比曲線Fig.12 Comparison of grid-side power factor between two systems

5 結(jié)論

a.本文分階段準確建立了電除塵用LCC串并聯(lián)諧振電源在雙脈沖模式下的變換器數(shù)學模型，并得到驗證，可作為變換器參數(shù)設(shè)計依據(jù)。

b.PWM整流器直流母線電壓可控且可調(diào)的特點使得將其作為電除塵電源系統(tǒng)前級與電網(wǎng)接口時能將直流母線電壓作為電除塵電源系統(tǒng)新的調(diào)壓變量，與傳統(tǒng)調(diào)頻調(diào)壓方式相比，調(diào)節(jié)直流母線電壓調(diào)壓特性更好，輸出電壓在最大值以下調(diào)節(jié)過程中諧振電流峰值大幅減小，因此在改善電網(wǎng)電能質(zhì)量的同時能更好地匹配后級工作特性，說明其在高壓電除塵電源系統(tǒng)中具有一定的工程應(yīng)用價值。

參考文獻：

［1］SOEIRO T B，F(xiàn)RIEDLI T，LINNER J，et al.Comparison of electrostatic precipitator power supplies with low effects on the mains［C］∥8th International Conference on Power Electronics-ECCE Asia.Jeju，Korea：IEEE，2011：2382-2389.

［2］劉闖，崔劍峰，劉海洋，等.適合直流配電的有源前端控制器［J］.電力自動化設(shè)備，2016，36（7）：104-110.LIU Chuang，CUI Jianfeng，LIU Haiyang，et al.Active front-end controllerforDC distribution［J］.Electric PowerAutomation Equipment，2016，36（7）：104-110.

［3］GRASS N，HARTMANN W，KL?CKNER M.Application of different types of high-voltage supplies on industrial electrostatic precipitators［J］.IEEE Transactions on Industry Applications，2004，40（6）：1513-1520.

［4］鐘和清，徐至新，鄒云屏，等.寄生電容對串聯(lián)諧振電容器充電電源特性的影響［J］.中國電機工程學報，2005，25（10）：40-44.ZHONG Heqing，XU Zhixin，ZOU Yunping，et al.Effects of parasitical capacitors on charging characteristic of series resonant CCPS［J］.Proceedings of the CSEE，2005，25（10）：40-44.

［5］劉軍，官威，石健將，等.高壓靜電除塵用電源調(diào)壓特性的分析［J］.高電壓技術(shù)，2009，35（2）：344-349.LIU Jun，GUAN Wei，SHI Jianjiang，et al.Voltage regulation characteristics analysis of power supply for high voltage electrostatic precipitators［J］.High Voltage Engineering，2009，35（2）：344-349.

［6］劉軍，郭瑭瑭，常磊，等.高壓變壓器寄生電容對串聯(lián)諧振變換器特性的影響［J］.中國電機工程學報，2012，32（15）：16-23.LIU Jun，GUO Tangtang，CHANG Lei，et al.Effects of the parasitic capacitance on characteristics of series parallel converters［J］.Proceedings of the CSEE，2012，32（15）：16-23.

［7］張治國，謝運祥，袁兆梅.LCC諧振變換器工作模式的分析與判別［J］.電力自動化設(shè)備，2013，33（5）：50-54.ZHANG Zhiguo，XIE Yunxiang，YUAN Zhaomei.Analysis and identification ofLCC resonantconverteroperating modes［J］.Electric Power Automation Equipment，2013，33（5）：50-54.

［8］YANG Rui，DING Hongfa，XU Yun，et al.An analytical steadystate model of LCC type series-parallel resonant converter with capacitive output filter［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29（1）：328-338.

［9］劉和平，楊依路，劉平，等.電除塵高壓電源LCC變換器電流斷續(xù)模式分析［J］.高電壓技術(shù)，2014，40（11）：3506-3512.LIU Heping，YANG Yilu，LIU Ping，et al.Analysis of LCC converter in discontinuous mode in electrostatic precipitators high voltage power supply［J］.High Voltage Engineering，2014，40（11）：3506-3512.

［10］SOEIRO T B，MUHLETHALER J，LINNER J，et al.Automated design of a high-power high-frequency LCC resonant converter for electrostatic precipitators［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60（11）：4805-4819.

［11］KOLAR J W，F(xiàn)RIEDLI T.The essence of three-phase PFC rectifier systems-partⅠ［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2013，28（1）：176-198.

［12］ALEXA D，SIRBU A，DODREA D M.An analysis of three-phase rectifiers with near-sinusoidal input currents［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2004，51（4）：884-891.

［13］陳仲，朱銀玉，邱巖，等.近正弦輸入電流三相整流器的分析和參數(shù)設(shè)計［J］.中國電機工程學報，2009，29（36）：29-34.CHEN Zhong，ZHU Yinyu，QIU Yan，et al.Analysis and design of three-phase rectifier with near-sinusoidal input currents［J］.Proceedings of the CSEE，2009，29（36）：29-34.

［14］陳仲，朱銀玉，羅穎鵬.基于交流側(cè)LC濾波的近正弦輸入電流三相整流器［J］.電工技術(shù)學報，2009，24（11）：108-113.CHEN Zhong，ZHU Yinyu，LUO Yingpeng.Three-phase rectifier with near-sinusoidal input currents and LC filters connected on the AC side［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2009，24（11）：108-113.

［15］RODRIGUEZ J R，DIXON J W，ESPINOZA J R，et al.PWM regenerative rectifiers：state of the art［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2005，52（1）：5-22.

［16］賈俊川，李衛(wèi)國.三相電壓型PWM整流器控制特性［J］.電力自動化設(shè)備，2010，30（4）：63-65.JIA Junchuan，LI Weiguo.Control characteristic of three-phase voltage-source PWM rectifier［J］.Electric Power Automation Equipment，2010，30（4）：63-65.

［17］汪萬偉，尹華杰，管霖.雙閉環(huán)矢量控制的電壓型PWM整流器參數(shù)整定［J］.電工技術(shù)學報，2010，25（2）：67-72.WANG Wanwei，YIN Huajie，GUAN Lin.Parameter setting for double closed-loop vector control of voltage source PWM rectifier［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2010，25（2）：67-72.

［18］王恩德，黃聲華.三相電壓型PWM整流的新型雙閉環(huán)控制策略［J］.中國電機工程學報，2012，32（15）：24-30.WANG Ende，HUANG Shenghua.A novel double closed loops control of the three-phase voltage-sourced PWM rectifier［J］.Proceedings of the CSEE，2012，32（15）：24-30.

［19］張建坡，田新成，尹秀艷.模塊化多電平換流器直流輸電控制策略［J］.電力自動化設(shè)備，2015，35（11）：103-108.ZHANG Jianpo，TIAN Xincheng，YIN Xiuyan.Control strategy of MCC-HVDC SVPWM［J］.Electric Power Automation Equipment，2015，35（11）：103-108.

［20］侯世英，張詣.新型數(shù)字鎖相環(huán)在三相電壓型SVPWM整流器中的應(yīng)用［J］.電力自動化設(shè)備，2011，31（7）：48-51.HOU Shiying，ZHANG Yi.Application of digital PLL in threephase voltage-source SVPWM rectifier［J］.Electric Power Automation Equipment，2011，31（7）：48-51.