易映萍，陸志杰

(上海理工大學(xué) 光電信息與計(jì)算機(jī)工程學(xué)院，上海 200093)

基于UCC28070的交錯并聯(lián)Boost PFC硬件電路設(shè)計(jì)

易映萍，陸志杰

(上海理工大學(xué) 光電信息與計(jì)算機(jī)工程學(xué)院，上海 200093)

傳統(tǒng)Boost PFC輸入電流紋波及輸出電壓紋波較大,適用功率等級也較小,在相同的功率等級下，電感電流連續(xù)模式交錯并聯(lián)Boost PFC電路中的每個開關(guān)器件的電流應(yīng)力為傳統(tǒng)PFC的1/2，減小了輸入電流紋波和輸出電壓紋波。文中設(shè)計(jì)了5 kW的基于UCC28070的交錯并聯(lián)變換器，分析了系統(tǒng)的主電路和控制電路的工作原理和參數(shù)設(shè)計(jì)，在理論研究的基礎(chǔ)上，搭建了試驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)的硬件電路滿足設(shè)計(jì)要求。

交錯并聯(lián)變頻器；5 kW；UCC28070

功率因數(shù)校正技術(shù)[1]是改善電能質(zhì)量以及減小電流諧波[2]的重要手段，隨著功率等級提高，傳統(tǒng)的單重功率因數(shù)校正裝置[3]中的開關(guān)器件也會承受更大的電流，電感體積也會隨之增大，交錯并聯(lián)Boost PFC可以大幅減小電感容量，降低單個開關(guān)器件的電流，從而提高功率等級[4]，是現(xiàn)在研究的熱點(diǎn)。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和工作原理

交錯并聯(lián)Boost PFC系統(tǒng)的主電路由EMI濾波電路[5]、橋式整流電路、Boost變換電路以及保護(hù)電路構(gòu)成，如圖1所示。它由兩個參數(shù)完全相同的Boost PFC變換器單元并聯(lián)而成，電路中兩個功率開關(guān)管的PWM驅(qū)動信號相位相差180°，兩個Boost PFC變換器單元工作在交錯狀態(tài)下，輸入電流是兩個電感電流相互疊加的總和。由于變換器的兩個電感處于交錯工作狀態(tài)下，因此兩個電感的紋波電流相位也處于交錯狀態(tài)下，兩路電感電流在疊加的時候兩者紋波對消，從而減少了由升壓電感及功率開關(guān)導(dǎo)致的輸入電流紋波[6]。因此，與傳統(tǒng)Boost PFC相比，雙重交錯并聯(lián)Boost PFC變換器的輸入EMI濾波器和輸出濾波電容的容量可以大幅減小，系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)特性更好。

圖1 基于UCC28070的Boost PFC控制框圖

1.1 儲能電感的設(shè)計(jì)

雙重交錯并聯(lián)Boost PFC變換器中一個儲能電感所需磁芯[7]的面積乘積為傳統(tǒng)法Boost PFC變換器的電感磁芯面積乘積的1/4。雙重交錯并聯(lián)Boost PFC具有兩個儲能電感，需要兩個磁芯，為傳統(tǒng)Boost PFC變換器的1/2。由于各路電感電流紋波的相互抵消，交錯并聯(lián)功率因數(shù)校正電路的一大優(yōu)勢就是變換器輸入端電感電流紋波的減少。式(1)～式(3)表明了兩重交錯并聯(lián)PFC的輸入總電流紋波ΔIm與任一路電感電流紋波 的比值和占空比的關(guān)系

(1)

(2)

(3)

Boost電感的選取要基于允許的最大紋波電流[8]。一般情況下，最低輸入電壓以及最大輸出功率時，輸入紋波電流最大。選取電感感值，其中Dpll為電壓最低時的最大占空比，K(Dpll)為電壓最低時輸入電流和電感電流的比值，ΔIL為電感的最大電流紋波

(4)

(5)

(6)

(7)

電感值的正常取值范圍為47～150 μH，此處選取130 μH。

1.2 輸出電容的選擇

選擇輸出電容[9]主要考慮額定功率、輸出直流電壓、輸出電壓紋波以及輸出電壓維持時間[10]等因素，其中維持時間是主要的因素。維持時間是指變換器正常工作，當(dāng)輸入電源被切斷，輸入電壓變?yōu)榱銜r，輸出電壓能夠保持在規(guī)定范圍的時間長度。輸出電壓的維持時間一般為15～50 ms。

根據(jù)能量守恒可得

(8)

式中，Δt是維持時間；α為輸出電壓維持系數(shù)。設(shè)Δt=20 ms,α=25%，由式(8)可得

(9)

由于輸出電壓中所含的二次紋波[11]通過電壓反饋環(huán)節(jié)進(jìn)入到控制回路當(dāng)中時會對控制器產(chǎn)生不良的影響，從而導(dǎo)致整個系統(tǒng)的功率因數(shù)降低。所以還必須考慮輸出電壓中的二次紋波含量。

(10)

從式(10)可以看出，在輸出電流中含有直流量和交流量[12]，而電容具有通交流隔直流的作用，輸出電流中的交流成分會被電容短路，不會流過負(fù)載。當(dāng)輸出的交流成分流過電容時，會在電容兩端產(chǎn)生一個波動的電壓，這就是電容紋波及輸出電壓紋波，由此可知，紋波大小為

(11)

一般紋波電壓應(yīng)小于輸出電壓的2.5%，即輸出電壓二次紋波的最大峰-峰值2ΔVout-max≤0.05Vout,則可得

(12)

根據(jù)上述結(jié)果，電容取最大值即1 990 μF，設(shè)計(jì)采用4只470 μF/450 V的電解電容并聯(lián)使用，這樣也減小了電容的等效串聯(lián)電阻。

2 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

UCC28070內(nèi)部集成了兩相脈沖寬度調(diào)制器，產(chǎn)生相位相差 的兩路PWM波驅(qū)動開關(guān)管。圖2所示即為UCC28070典型應(yīng)用電路，UCC28070的一個顯著特征就是能夠減少輸入輸出的電流紋波，并且EMI濾波器的設(shè)計(jì)也變得容易。UCC28070的內(nèi)部包括了電流合成誤差放大器、模擬乘法器、電壓放大器、軟啟動比較器、輸入電壓前饋、功率開關(guān)管門極驅(qū)動器等。

圖2 UCC28070典型交錯并聯(lián)Boost PFC電路圖

2.1 交錯平均電流雙環(huán)控制

UCC28070采用平均電流控制策略，電壓外環(huán)，電流內(nèi)環(huán)[13]的控制原理。如圖3所示為雙環(huán)控制系統(tǒng)框圖。采用電流環(huán)可使輸入電流接近正弦波，采用電壓環(huán)能使Boost電路的輸出電壓更穩(wěn)定。輸出電壓經(jīng)電阻分壓采樣，并送經(jīng)電壓誤差放大器放大，與全橋整流輸出電壓經(jīng)分壓采樣后的信號相乘，送至電流誤差放大器[14]，作為基準(zhǔn)電流控制輸入電流。

圖3 雙環(huán)控制系統(tǒng)框圖

電流連續(xù)模式通過電壓、電流控制環(huán)實(shí)現(xiàn)，電流給定信號負(fù)責(zé)為寬帶寬、快速響應(yīng)的電流環(huán)設(shè)定基準(zhǔn)，其幅值由窄帶寬的輸出電壓信號幅值和低通濾波后的相電壓有效值調(diào)制，以確保輸入和輸出功率平衡[15]。

從全橋整流的輸出電壓采樣的目的是使基準(zhǔn)電流與整流后的電壓波形同相。從電感和整流器的連接端得到采樣電流，然后送至電流誤差放大器的反相輸入端，其輸出直接連接到PWM比較器的同相輸入端，比較器的反相輸入端連接鋸齒波信號發(fā)生器輸入端，這樣電流誤差放大器的輸出可以直接控制PWM的占空比，進(jìn)而使電感電流逼近基準(zhǔn)電流。當(dāng)電感電流有效值上升時，PWM比較器的輸出占空比下降，從而減小電感電流；

2.2 電流誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

UCC28070內(nèi)部有兩個完全相同并且相互獨(dú)立的電流誤差放大器，其作用是校正輸入電流的波形。電流誤差放大器是整個變換器電流環(huán)的核心，兩個電流誤差放大器的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)是一樣的，下面對其中一個電流誤差放大器的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行設(shè)計(jì)分析。圖4即為電流誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)電路圖，該補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)由電容Czc,Cpc以及電阻Rzc構(gòu)成。

圖4 電流誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)電路圖

令開環(huán)增益等于1可得補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中電阻Rzc的值

(13)

可求得Rzc=5.25×103Ω。本設(shè)計(jì)中Rzc取5.1 kΩ的標(biāo)準(zhǔn)金屬膜電阻。電流環(huán)零點(diǎn)補(bǔ)償電容為

(14)

Czc實(shí)取2.22 nF。電流環(huán)極點(diǎn)補(bǔ)償電容為

(15)

Cpc實(shí)取0.22 nF。

2.3 電壓誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)

交錯并聯(lián)功率因數(shù)校正電路的電壓外環(huán)和單重的功率因數(shù)校正電路是一樣的，其補(bǔ)償電路的設(shè)計(jì)也相同。下面對電壓誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行分子設(shè)計(jì)，圖5即為電流誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)電路圖，該補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)由電容Czv,Cpv以及電阻Rzv構(gòu)成。

圖5 電壓誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)電路圖

輸出電容通過計(jì)算采用4只470 μF/450 V的電解電容并聯(lián)使用，實(shí)際輸出的總電容值為1 880 μF，則可得到電容最大紋波電壓的峰-峰值為

(16)

電壓放大器的跨導(dǎo)增益為

gmv=70

(17)

電壓分壓器增益為

(18)

輸出阻抗Zout需要將輸出電容的低頻紋波衰減到電壓誤差放大器輸出電壓幅度ΔVVAO的3%以內(nèi)，使輸出紋波電壓滿足電壓誤差放大器的紋波電壓范圍

(19)

電壓環(huán)極點(diǎn)補(bǔ)償電容Cpv為

(20)

設(shè)計(jì)選取電容Cpv的值為0.1 μF。

計(jì)算得電壓環(huán)的穿越頻率fc為9.1 Hz，令誤差放大器的極點(diǎn)頻率等于電壓環(huán)穿越頻率則fc，電壓環(huán)補(bǔ)償電阻Rzv為

(21)

設(shè)計(jì)選取阻值為222 kΩ的金屬膜電阻。

電壓環(huán)零點(diǎn)補(bǔ)償電容Czv用于增加電壓環(huán)的直流增益，使傳遞函數(shù)在穿越頻率fc的1/10處增加一個零點(diǎn)，設(shè)計(jì)選取容值為1 μF。

3 實(shí)驗(yàn)研究

基于以上理論分析與設(shè)計(jì)，本文設(shè)計(jì)了一臺實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，輸入側(cè)交流電壓220 V/50 Hz，輸出直流側(cè)電壓400 V，開關(guān)頻率200 kHz，滿載輸出功率5 kW。圖6所示為滿載時網(wǎng)側(cè)電壓電流波形，輸入電流很好地跟蹤輸入電壓，此時測得的功率因數(shù)為0.995，測得效率達(dá)95%，滿足設(shè)計(jì)要求。

圖6 網(wǎng)側(cè)電壓電流波形

圖7所示為輸出功率從 1 kW切換到3 kW時，輸入電流和輸出電壓的波形，可以看出系統(tǒng)在兩個工頻周期內(nèi)基本穩(wěn)定，符合動態(tài)性能設(shè)計(jì)要求。

圖7 輸出功率從1 kW切換到3 kW時輸入電流和輸出電壓的波形

4 結(jié)束語

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，UCC28070控制芯片能夠?qū)崿F(xiàn)交錯控制，并且具有良好的功率因數(shù)校正結(jié)果。實(shí)驗(yàn)證明了交錯并聯(lián)技術(shù)能夠減小輸入電流紋波，有助于減小濾波器體積并提高系統(tǒng)的功率密度。

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Design of Interleaved Boost PFC Based on UCC28070

YI Yingping, LU Zhijie

(School of Optical-Electrical and Computer Engineering, University of Shanghai for Science and Technology, Shanghai 200093, China)

The current ripple and voltage ripple are large in the traditional Boost PFC and the current stress of interleaved Boost PFC is half of the traditional one at the same power level. The current ripple and voltage ripple are smaller in interleaved Boost PFC. A 5 kW interleaved Boost PFC based on UCC28070 is designed in this paper. The operation principle and parameter design of the main circuit and control circuit are analyzed in detail. On the basis of theoretical research, the experimental prototype is built and the test results meet the design requirements.

interleaved; 5kW; UCC28070

2016- 06- 25

易映萍(1967-)，女，副教授。研究方向：電力電子與電力傳動。陸志杰(1991-)，男，碩士研究生。研究方向：電力電子與電力傳動。

10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2017.05.024

TN710；TM46

A

1007-7820(2017)05-087-04