許 軍,周文華,鄭紹陸

(1.西安科技大學電氣與控制工程學院,西安 710054;2.國網寧夏電力公司中衛(wèi)供電公司,寧夏 中衛(wèi)755000)

基于電網電壓矢量定向的雙閉環(huán)光伏并網逆變系統(tǒng)的研究

許 軍1*,周文華1,鄭紹陸2

(1.西安科技大學電氣與控制工程學院,西安 710054;2.國網寧夏電力公司中衛(wèi)供電公司,寧夏 中衛(wèi)755000)

針對傳統(tǒng)光伏系統(tǒng)并網逆變技術的問題,提出了一種新型的基于電網電壓矢量定向的雙閉環(huán)直接電流控制技術,依據系統(tǒng)動態(tài)數學模型構造了直流電壓外環(huán)和有功、無功電流內環(huán)控制系統(tǒng),同時采用SVPWM技術控制IGBT的通斷,實現(xiàn)了光伏并網逆變系統(tǒng)精確的運行在單位功率因數狀態(tài)。最后,通過對比分析MATLAB仿真與以DSP為控制芯片搭建的兩級非隔離式光伏并網逆變系統(tǒng)實驗,驗證了所提算法的正確性。

并網逆變;電網電壓矢量定向;雙閉環(huán);SVPWM;單位功率因素

目前,眾多發(fā)展中國家面臨著環(huán)境污染和能源緊缺問題,所以,大力發(fā)展可再生綠色能源是解決當前困境的關鍵。在風能、光能、地熱能以及海洋能等諸多綠色新能源中,由于我國太陽能資源分布相對廣泛、蘊藏豐富,因此光伏發(fā)電將是我國21世紀最具有競爭力的新能源,必將促進我國社會的可持續(xù)發(fā)展[1]。

光伏并網逆變器系統(tǒng)的電路拓撲有隔離型、非隔離型以及單相、三相等多種結構,但在這種種拓撲結構的光伏系統(tǒng)中,都必然存在DC-AC并網逆變部分。本文采用的是兩級非隔離式變換光伏并網結構,即前級Boost升壓和后級并網逆變。由于升壓和逆變部分之間存在一個容量足夠大的濾波電容,這樣既可緩沖前后級能量的變化,又起到了在控制上消除前后級的耦合作用,所以就可以分開來對其研究[2]。總體上來說,兩級非隔離式光伏并網逆變系統(tǒng)是先通過前級的升壓,然后再對所得到的電壓進行逆變來實現(xiàn)最后的并網。

1 三相光伏系統(tǒng)的結構方案與控制策略

1.1 系統(tǒng)總體結構方案

光伏陣列經過前級Boost升壓變換后得到并網逆變部分所需的直流電壓,但本文為方便進行并網逆變的研究,就不對升壓部分進行敘述了。而后級通過DC-link與三相全橋逆變電路相連接,并且采用SVPWM技術控制逆變橋的通斷,實現(xiàn)了光伏并網逆變器準確有效的并網運行[3]。三相并網逆變器電路模型如圖1所示[4]。

圖1 三相逆變器模型

圖中,Udc為DC-link的直流電壓,ea、eb、ec為電網相電壓,i為逆變器輸出電流,idc為光伏陣列的輸出電流,L、R為逆變器輸出的濾波電感和其等效的串聯(lián)電阻[5]。對于由逆變器、濾波電感、等效電阻和電網構成的回路,根據基爾霍夫電壓定律有:

(1)

式中:ik為網側逆變電流;ukO為并網逆變的輸出電壓

1.2 新型并網控制策略

光伏發(fā)電系統(tǒng)在并網運行的時候由于其所處環(huán)境的實時變化造成了系統(tǒng)功率的波動,這樣一來直流母線上的電容就會不斷的進行充放電,從而導致直流母線電壓的不穩(wěn)定,因此需要后級并網逆變器來實現(xiàn)直流母線的穩(wěn)壓控制,所以本文就針對后級逆變系統(tǒng)采用了基于電網電壓矢量定向的直流電壓外環(huán)和有功、無功電流內環(huán)的雙閉環(huán)控制策略[6]。其中,直流電壓外環(huán)是在忽略損耗情況下,依據整個光伏系統(tǒng)功率守恒的理論來實現(xiàn)消除直流母線電壓的波動問題,而電流內環(huán)則對并網逆變器輸出的電流進行跟蹤控制,從而來實現(xiàn)網側單位功率因素正弦波電流控制,如果必要的話無功電流內環(huán)還可以實現(xiàn)對電網無功功率的調節(jié)[7]。

電壓外環(huán)則通過一個PI調節(jié)器即可實現(xiàn)對直流電壓的無靜差控制,其給定值是MPPT輸出的最大功率點的電壓。而有功和無功電流內環(huán)也同樣可以分別引入PI調節(jié)器控制,從而對并網逆變器輸出的有功、無功功率進行調節(jié)?？刂齐娏鲀拳h(huán)的有功電流、無功電流是基于電網電壓矢量E定向控制來實現(xiàn)的,而其控制策略是讓dq坐標系與網側電壓矢量E同步旋轉,并且在dq坐標系中,電壓矢量E與其坐標系的d軸完全重合[8]?；赩OC的光伏并網逆變器輸出的瞬時有功、無功電流矢量圖如圖2所示。

圖2 基于電網電壓定向控制的光伏系統(tǒng)矢量圖

這樣看來,在電網電壓定向的dq坐標系中,有ed=|E|,eq=0。依據瞬時功率理論,可以得到系統(tǒng)的瞬時有功功率和瞬時無功功率的表達式如式(2):

(2)

若不考慮電網電壓的變化,則ed為一定值。由此可得并網逆變器的瞬時有功功率和瞬時無功功率就只與id、iq成正比關系,這樣一來就可以通過控制id、iq來實現(xiàn)對并網逆變輸出有功功率和無功功率的控制。

圖3 基于電網電壓矢量定向的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結構圖

聯(lián)系前面的控制策略,本文設計了基于電網電壓矢量定向的雙閉環(huán)控制系統(tǒng),系統(tǒng)控制結構如圖3所示。

2 控制系統(tǒng)的設計

2.1 電流內環(huán)PI控制器的設計

由于電流在d、q軸上的分量是互相耦合的,所以本文采用的是前饋解耦控制策略,且在不考慮電網電壓波動的情況下,解耦后的id電流內環(huán)控制結構如圖4所示。

圖4 d軸電流的閉環(huán)結構圖

用1/(Tss+1)代替采用保持器,Ts為開關管的采樣周期,當開關頻率足夠高的時候,逆變器也等效為一個小慣性環(huán)節(jié),時間常數為0.5Ts,其逆變橋的放大特性由KPWM近似表示,則逆變器環(huán)節(jié)近似等效為KPWM/(0.5Tss+1)。圖中,KP為電流內環(huán)比例增益;τ為積分時間常數,τ=KP/KI,KI為積分增益;。

有功電流內環(huán)應按典I型系統(tǒng)進行設計,為了消除開環(huán)傳遞函數的零點與極點,取τ=L/R,根據結構圖可得開環(huán)傳遞函數為[11]:

(3)

進而得到閉環(huán)傳遞函數:

(4)

由最優(yōu)參數設計的原則,可取ξ=0.707,則可得出KP、KI數值:

(5)

由于iq電流環(huán)與id電流環(huán)相同,在此不再敘述。

2.2 電壓外環(huán)PI控制器的設計

為了消除直流母線電壓波動的問題,并提高并網逆變器的電壓抗擾能力,這就需要一個電壓外環(huán)來實現(xiàn)。但在對電壓外環(huán)PI控制器設計的時候要考慮到電流內環(huán)的影響,在開關周期Ts較小時,可以把電流閉環(huán)近似化處理為一階慣性環(huán)節(jié)。則閉環(huán)傳遞函數近似為:

(6)

(7)

從而獲得電壓外環(huán)的控制結構,如圖5所示。

圖5 電壓外環(huán)控制結構

圖中,T為電壓外環(huán)小慣性環(huán)節(jié)的采樣時間常數;KP為電壓外環(huán)比例增益;τ為積分時間常數,τ=KP/KI,KI為積分增益;C為直流母線側電容。

在圖(5)中,將將電壓外環(huán)采樣時間常數Tu與電流環(huán)近似等效的一階慣性環(huán)節(jié)3Ts合并,令Te=Tu+3Ts。進而獲得直流電壓外環(huán)控制結構的開環(huán)傳遞函數:

(8)

從式(8)可以看出電壓外環(huán)是一個典Ⅱ型系統(tǒng),h為中頻帶寬,則可得出:

h=τu/Te

(9)

(10)

所以為了獲得閉環(huán)的最優(yōu)控制,則h為5。則此時電壓環(huán)PI參數為:

(11)

3 仿真及實驗結果分析

為了驗證本文設計的逆變并網系統(tǒng)控制策略的正確性,搭建了并網系統(tǒng)的仿真模型并在以DSP為控制芯片的兩級非隔離式并網逆變器上進行了實驗。

通過空間矢量脈寬調制獲得逆變器所需的6路驅動信號來實現(xiàn)IGBT的通斷,且經過濾波后就可以實現(xiàn)逆變器的并網控制。從圖6中可以看出,仿真經過0.68 s后,并網電流與電網電壓相位、頻率基本一致,從而實現(xiàn)了系統(tǒng)的動態(tài)響應的快速性。

圖6 電網A相電壓和并網逆變輸出的電流波形

圖7、圖8是實驗時測得同一橋臂上下IGBT的驅動和死區(qū)時間信號。由DSP發(fā)出的3.3 V脈沖信號經過光耦隔離后,進入IR2110模塊得到正壓15 V,負壓10 V的驅動信號。死區(qū)信號中可以看出同一橋臂的上下開關管的切換有2.5 μs的死區(qū)時間,以防止同一橋臂的開關管發(fā)生直通,損壞器件。

圖7 上下IGBT的驅動信號

圖8 IGBT的死區(qū)時間信號

圖9是網側電壓經過采樣電路變?yōu)椤? V電壓信號。采樣信號經過過零檢測電路,輸出的信號送入DSP,得到網側電壓的頻率和相位,來實現(xiàn)并網逆變器運行于單位功率因素狀態(tài)[12]。

圖10是并網逆變器所測得的兩相電流波形。該兩相波形的頻率達到了并網的要求(50±5%)Hz,且諧波小,滿足了并網的基本要求。

圖9 網側電壓采樣波形

圖10 并網逆變器輸出兩相電流波形

4 結論

通過仿真和實驗結果對比表明,并網逆變器輸出的電流波形接近正弦波,且能快速跟蹤電網電壓使其與電網電壓的頻率、相位基本保持一致,實現(xiàn)并網逆變器運行于單位功率因素狀態(tài)。從而驗證了該控制策略在很大程度上削弱了對系統(tǒng)參數變化的敏感性,同時提升系統(tǒng)的動態(tài)響應速度和逆變器輸出電流的波形品質,增強了整體系統(tǒng)的魯棒性。

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Research of Grid-Connected Photovoltaic Inverter Grid-Connected System Based on Double Closed-Loop of Grid Voltage Vector Orientation

XUJun1*,ZHOUWenhua1,ZHENGShaolu2

(1.Xi’an University of Science and Technology School of Electrical and Control Engineering,Xi’an 710054,China;2.Zhongwei Power Supply Filiale of State Grid Ningxia Electric Power Company,Zhongwei Ningxia 755000,China)

For the problem of grid inverter technology in traditional Photo-Voltage(PV)system,a novel direct current control strategy is proposed on the basis of grid voltage vector orientation of the double closed loops,and a control system of DC voltage outer loop and active or reactive current inner loop is built on top of dynamic mathematical model. Meanwhile,combined with SVPWM to control the IGBT,the PV grid inverter system achieves high precision when it runs under lower unit power factor. Finally,through the comparison of MATLAB simulation and the system experiment,in which the two-level and non-isolated type and contravariant DSP is taken as control chip,the accuracy of the method is verified.

grid-connected inverter;grid voltage vector orientation;double closed loop;SVPWM;unit power factor

2016-03-24 修改日期:2016-05-15

C:8350

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.02.037

TM464

A

1005-9490(2017)02-0446-05