王憲磊， 羅繼東， 劉文亮， 鄒夢麗

(1. 塔里木大學(xué) 機(jī)械電氣化工程學(xué)院，新疆 阿拉爾 843300；2. 新疆維吾爾自治區(qū)普通高等學(xué)校 現(xiàn)代農(nóng)業(yè)工程重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，新疆 阿拉爾 843300)

使用儲能估計(jì)的模塊化多電平換流器開環(huán)控制

王憲磊1,2， 羅繼東1,2， 劉文亮1,2， 鄒夢麗1,2

(1. 塔里木大學(xué) 機(jī)械電氣化工程學(xué)院，新疆 阿拉爾 843300；2. 新疆維吾爾自治區(qū)普通高等學(xué)校 現(xiàn)代農(nóng)業(yè)工程重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，新疆 阿拉爾 843300)

模塊化多電平換流器作為高壓大容量變電設(shè)備的一種較好解決方案，得到了廣泛的研究和應(yīng)用。模塊化多電平換流器的內(nèi)部控制目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)每個(gè)子模塊的電容電壓在不同負(fù)載條件下的均衡和穩(wěn)定。若采用傳統(tǒng)的閉環(huán)控制策略，則在應(yīng)對較多子模塊構(gòu)成的系統(tǒng)時(shí)，將出現(xiàn)復(fù)雜度上升、可靠性降低的問題。針對這個(gè)問題，提出了一種新型的使用儲能估計(jì)的模塊化多電平換流器開環(huán)控制方案?？刂破魇紫雀鶕?jù)換流器的電動(dòng)勢參考，然后結(jié)合輸出電流的測量，以及已知的直流電壓，對橋臂儲能進(jìn)行了估算，從而實(shí)現(xiàn)了子模塊的選擇機(jī)制和控制，而避免使用額外的反饋閉環(huán)。最后，為了驗(yàn)證控制方法的有效性，利用仿真平臺搭建了 30MVA 級仿真模型進(jìn)行仿真計(jì)算，同時(shí)還構(gòu)建了10kVA級原理樣機(jī)進(jìn)行試驗(yàn)研究。仿真和試驗(yàn)結(jié)果表明： 應(yīng)用新型開環(huán)控制器后，換流器獲得了較優(yōu)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能。

能量平衡； 模塊化多電平換流器； 調(diào)制； 開環(huán)控制； 電容電壓

0 引 言

在未來的電力系統(tǒng)和工業(yè)應(yīng)用中，高效的電能變換裝置將顯得尤為重要。模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converters, MMC)是一種很有代表性和發(fā)展?jié)摿Φ碾娔茏儞Q裝置的構(gòu)成形式[1-3]。

MMC一相橋臂的簡化示意圖如圖1所示。首次提出是在文獻(xiàn)[4-6]中，使用MMC的換流器具有較好的輸出波形質(zhì)量和較高的能效，被廣泛應(yīng)用于高壓大容量場合，如高壓柔性直流輸電、大功率電力傳動(dòng)和電氣鐵路等[7-12]。

圖1 單相簡化結(jié)構(gòu)MMC示意圖

MMC的基本工作原理在文獻(xiàn)[4-6，13]中有較為清楚的描述。文獻(xiàn)[14]對MMC模塊內(nèi)部動(dòng)態(tài)進(jìn)行了研究，陸續(xù)也有一些MMC的控制方法被提出[15-18]，但都沒有給出一個(gè)清晰明確的解析方程，考慮到MMC應(yīng)用場合，例如高壓直流輸電，可能有上百個(gè)子模塊組合，這將需要一個(gè)非常復(fù)雜的系統(tǒng)進(jìn)行測量和控制。除了每個(gè)子模塊的電容電壓需要控制，各橋臂電容電壓之和也需要得到較好的控制，此外，一個(gè)單獨(dú)的控制器去控制橋臂電流也是必要的。因此，對MMC采用閉環(huán)控制器設(shè)計(jì)，則意味著其包括了大量的通信流量，以及控制信號的傳遞，甚至可能用到成千上萬的光纖來完成控制功能。根據(jù)系統(tǒng)論，如此復(fù)雜的系統(tǒng)必然伴隨著信號傳輸?shù)难舆t，以及可靠性的降低。

對于上述閉環(huán)控制存在的問題，本文提出了一種基于儲能估計(jì)的MMC開環(huán)控制策略。其利用子模塊選擇機(jī)制，估計(jì)出一相橋臂的上下部分儲能，估算儲能是基于換流器的電動(dòng)勢(Electromotive Force, EMF)和測量得到的每相橋臂電流。在該開環(huán)控制方案中，直流電壓作為一個(gè)參數(shù)，而儲能的穩(wěn)態(tài)值可以通過計(jì)算的輸出電壓波形和實(shí)際輸出電流被估計(jì)出來。對于輸出電流的相位信息獲取，采用相位觀測器實(shí)現(xiàn)。雖然MMC最有可能應(yīng)用的是三相系統(tǒng)，但是控制器的設(shè)計(jì)還需要考慮可能不是三個(gè)橋臂的情況，從而具有一般性，因此，本文將以單相橋臂作為研究對象，設(shè)計(jì)一個(gè)獨(dú)立的控制器，擴(kuò)展到多相系統(tǒng)，則使用多個(gè)控制器即可。

本文首先介紹了MMC的基本工作原理，然后從一些假設(shè)出發(fā)計(jì)算了穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)，接著設(shè)計(jì)了開環(huán)控制器，并分析了穩(wěn)定性。為了驗(yàn)證控制策略的有效性，基于MATLAB/Simulink仿真平臺搭建仿真模型，并進(jìn)行仿真計(jì)算驗(yàn)證，同時(shí)還搭建了小型原理樣機(jī)開展了試驗(yàn)驗(yàn)證。

1 MMC的開環(huán)控制策略

1.1 MMC的工作原理

首先假定，換流器每個(gè)橋臂分擔(dān)的電壓通過一個(gè)基于電容電壓測量的選擇機(jī)制進(jìn)行保持。當(dāng)調(diào)制器要求執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作時(shí)，該機(jī)制將選擇每個(gè)獨(dú)立的子模塊處于旁路狀態(tài)或者是工作狀態(tài)。

該選擇機(jī)制的實(shí)施也基于橋臂電流的實(shí)際方向。當(dāng)電流方向?yàn)槌潆姇r(shí)，具有最低電壓的旁路狀態(tài)的子模塊將作為候選進(jìn)入到工作狀態(tài)，同時(shí)具有最高電壓的工作狀態(tài)的子模塊將作為候選進(jìn)入到旁路狀態(tài)；相應(yīng)的當(dāng)電流方向?yàn)榉烹姇r(shí)，具有最高電壓的旁路狀態(tài)的子模塊將作為候選進(jìn)入到工作狀態(tài)，同時(shí)具有最低電壓的工作狀態(tài)的子模塊將作為候選進(jìn)入到旁路狀態(tài)[19-20]。

圖2 單相橋臂等效電路

從圖2可以看出，uCU和uCL潛在的決定了變流器輸出相電壓。每個(gè)橋臂電壓是由一個(gè)調(diào)制器控制的，由其決定在不同時(shí)刻工作的子模塊數(shù)量。調(diào)制器根據(jù)輸入信號nU和nL進(jìn)行操作。上述過程一直假定調(diào)制器的開關(guān)頻率足夠高，每個(gè)橋臂的子模塊數(shù)量也較多，這使得nU和nL可看成連續(xù)變量。調(diào)制器的控制律可以表述如下：

(1)

(2)

從圖2還可以看出，換流器生成了一個(gè)內(nèi)部電動(dòng)勢eV，而理想情況下的上下橋臂將各自承擔(dān)一半的交流輸出電流，設(shè)idiff為直流電流分量，則節(jié)點(diǎn)電流之間的關(guān)系如下：

(3)

(4)

(5)

其中上標(biāo)Λ代表了峰值。再根據(jù)圖2中的等效電路，nU和nL可推導(dǎo)如下：

(6)

(7)

從式(6)、式(7)可以看出，橋臂內(nèi)阻感上的電壓udiff也是構(gòu)成內(nèi)電動(dòng)勢eV的一部分。如果上下橋臂阻抗參數(shù)一致，交流ac端中點(diǎn)電壓將不會(huì)偏移。

1.2 穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)計(jì)算

通過等效電路，可以推導(dǎo)出傳輸?shù)綐虮鄣墓β?，具體如下：

(8)

(9)

將式(3)、式(4)、式(6)和式(7)代入到式(8)和式(9)，可以得到儲能的動(dòng)態(tài)方程：

(10)

(11)

而udiff和idiff關(guān)系式為

(12)

如果電壓udiff保持常數(shù)，那么式(12)的穩(wěn)態(tài)解如下：

udiff=Ridiff 0

(13)

idiff=idiff 0

(14)

其中：idiff 0為idiff的平均值。

開環(huán)控制方法現(xiàn)在能從以下假設(shè)中推演得到，即換流器工作在穩(wěn)定狀態(tài)下的環(huán)流是一個(gè)純粹的直流電流，那么式(10)和式(11)中電動(dòng)勢和相關(guān)電流的穩(wěn)態(tài)解可以推導(dǎo)為

(15)

(16)

idiff=idiff 0

(17)

將式(15)～式(17)代入到式(10)中，可以得到上橋儲能的穩(wěn)態(tài)解，以及idiff 0的表達(dá)式如下：

(18)

(19)

最終可計(jì)算得到上橋臂總電容電壓的表達(dá)式：

(20)

其中： 子模塊電容容值C與上橋臂總電容容值Carm的關(guān)系式為

(21)

以同樣的方式，可以得到下橋臂的相關(guān)穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)的表達(dá)式。通常情況下，橋臂上的電阻參數(shù)較小，若進(jìn)行忽略，則可以進(jìn)一步簡化上述表達(dá)式。

1.3 開環(huán)控制器設(shè)計(jì)

(22)

(23)

在某些應(yīng)用中，換流器將被連接到一個(gè)穩(wěn)定的直流電壓源，這時(shí)直流電壓uD可以直接作為方程中的一個(gè)參數(shù)。當(dāng)直流側(cè)電壓不穩(wěn)定時(shí)，將需要一個(gè)快速響應(yīng)的直流電壓控制器，時(shí)間尺度必須高于換流器內(nèi)部控制器。當(dāng)完整的換流器被連接到一個(gè)電路中，一個(gè)電壓外環(huán)控制器其實(shí)也是必須的，作用在換流器和電路之間，以維持所需要的電壓恒定，就像通常電壓源型變換器中所使用的一樣。據(jù)此分析，直流電壓uD在式(22)、式(23)中還可以當(dāng)成固定的參數(shù)使用。

通常情況下，換流器的負(fù)載電流是基波占主導(dǎo)的正弦量，這可以通過設(shè)置電流傳感器在設(shè)備運(yùn)行時(shí)實(shí)時(shí)地觀測計(jì)算得到，并與換流器內(nèi)電動(dòng)勢具有相同的時(shí)間軸。因此，負(fù)載電流的估計(jì)值表達(dá)式為

(24)

其中： ～代表了估計(jì)值。

最后，可以通過式(20)計(jì)算出橋臂的瞬時(shí)總電容電壓，結(jié)合式(22)和式(23)定義的橋臂電容電壓參考值，得到最后的控制信號nU和nL，具體如下：

(25)

(26)

上述控制信號nU和nL直接輸出給到調(diào)制器。對于開環(huán)控制器的實(shí)施，即硬件架構(gòu)，可以基于現(xiàn)場可編程邏輯門陣列(Field Programmable Gate Array, FPGA)加數(shù)字信號處理單元(Digital Signal Process, DSP)來實(shí)現(xiàn)。子模塊電容電壓可以先在FPGA中處理，而子模塊的選擇機(jī)制也可以作為一個(gè)邏輯功能在FPGA實(shí)現(xiàn)，由于沒有經(jīng)過DSP數(shù)字運(yùn)算，這些過程的執(zhí)行速度非?？?。另一方面，交流電流的測量通過模擬通道輸入到DSP中，上述一些計(jì)算過程，也是通過DSP運(yùn)算最終得到。唯一的通信就是將控制信號nU和nL傳輸?shù)秸{(diào)制器(下級FPGA實(shí)現(xiàn))，因此不存在潛在延遲反饋回路，這是較閉環(huán)控制器的一個(gè)優(yōu)勢。開環(huán)控制器的整體結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 開環(huán)控制器結(jié)構(gòu)框圖

在上述控制器設(shè)計(jì)過程中，有一個(gè)重要的假設(shè)，即換流器內(nèi)電動(dòng)勢只含有正弦基波分量。這是為了簡化推導(dǎo)過程，并避免冗長的公式。然而，本文所描述的開環(huán)控制器原理實(shí)際上具有較高的靈活性。例如，在三相系統(tǒng)中，通常需要在內(nèi)電動(dòng)勢參考中注入三次諧波分量，而在計(jì)算上下橋臂能量時(shí)，只需要在式(15)中增加相應(yīng)的三次諧波分量項(xiàng)進(jìn)行計(jì)算即可，那么后續(xù)的公式中將相應(yīng)的包含諧波分量。又例如，當(dāng)需要在電流idiff中注入二次諧波分量時(shí)，則在式(17)中增加響應(yīng)的二次諧波分量項(xiàng)參與到后續(xù)計(jì)算中，最后也可以準(zhǔn)確的實(shí)現(xiàn)控制信號輸出。

1.4 控制器穩(wěn)定性分析

前述所設(shè)計(jì)的開環(huán)控制器的目的其實(shí)是為了取得輸入和輸出功率之間的平衡，而這首先取決于輸入功率uDidiff。如果對換流器描述以及輸出電流的估計(jì)測量是正確的，那么式(19)所描述的idiff 0就是嚴(yán)格意義上idiff的平均值，由此將建立起一個(gè)穩(wěn)態(tài)功率平衡。對式(10)和式(11)進(jìn)行直流分量分析，可以得到如下表達(dá)式：

(27)

(28)

輸入功率和輸出功率以及由橋臂電阻引起的內(nèi)部功率損耗都可以較容易地確定。很顯然，穩(wěn)定的靜態(tài)工作點(diǎn)實(shí)現(xiàn)必須以式(27)和式(28)右側(cè)等于0為前提，任何的不平衡將持續(xù)地增加或減小橋臂的儲能。

開環(huán)控制器的精準(zhǔn)控制還依賴于準(zhǔn)確的模型參數(shù)R和Carm。但如前面提到的，橋臂電阻參數(shù)較小，可忽略，因此不是計(jì)算idiff穩(wěn)態(tài)值的關(guān)鍵因數(shù)。對于Carm的偏差，將導(dǎo)致橋臂總電容電壓穩(wěn)態(tài)值計(jì)算的偏差，那么控制器將受到影響。但從仿真和試驗(yàn)結(jié)果來看，若參數(shù)Carm偏差較小，在工程允許范圍內(nèi)，則不會(huì)引起系統(tǒng)的不穩(wěn)定。這也是由前述自穩(wěn)定機(jī)制決定的。

2 開環(huán)控制策略的仿真研究

為了驗(yàn)證前述開環(huán)控制的效果，基于MATLAB/Simulink仿真平臺搭建了換流器仿真模型進(jìn)行了仿真計(jì)算。具體仿真系統(tǒng)參數(shù)如表1所示。

如圖4所示為換流器穩(wěn)態(tài)時(shí)的輸出電壓、輸出電流和環(huán)流。換流器穩(wěn)態(tài)時(shí)的上下橋臂電流如圖5所示。由圖5中可以看出電流諧波分量較小。上下橋臂的電壓在10%能量變化階躍下的動(dòng)態(tài)響應(yīng)如圖6所示。從圖6可以看出實(shí)際值能較好地跟蹤參考值，而整個(gè)系統(tǒng)也是穩(wěn)定的。仿真計(jì)算結(jié)果初步驗(yàn)證了開環(huán)控制方法的有效性。

表1 仿真系統(tǒng)相關(guān)參數(shù)

圖4 輸出電壓、輸出電流和環(huán)流的仿真波形

圖5 上下橋臂電流仿真波形

圖6 10%能量階躍時(shí)上下橋臂電壓仿真波形

3 試驗(yàn)驗(yàn)證

為了進(jìn)一步對新型控制策略進(jìn)行驗(yàn)證，搭建了一個(gè)三相、每橋臂5個(gè)子模塊、容量為10kVA的原理樣機(jī)進(jìn)行試驗(yàn)研究。具體的試驗(yàn)系統(tǒng)參數(shù)如表2所示。

表2 試驗(yàn)系統(tǒng)相關(guān)參數(shù)

一相橋臂在開環(huán)控制器作用下的穩(wěn)態(tài)輸出電壓、輸出電流和環(huán)流波形如圖7所示。從圖7可以看出輸出電壓是六電平波形，說明穩(wěn)態(tài)下橋臂中運(yùn)行的子模塊數(shù)量保持不變。環(huán)流idiff為一純直流量，而輸出電流正弦度非常好，諧波含量非常少。上下橋臂每個(gè)獨(dú)立的子模塊的電容電壓波形如圖8所示。從圖8可以看出，電壓波動(dòng)較小，整體振幅小于8V，說明控制穩(wěn)態(tài)性能較為穩(wěn)定。

圖7 輸出電壓、輸出電流和環(huán)流的試驗(yàn)波形

圖8 子模塊電容電壓試驗(yàn)波形

系統(tǒng)儲能參考值階躍變化時(shí)上下橋臂每個(gè)獨(dú)立的子模塊的電容電壓波形變化情況如圖9所示。從圖9可以看出，子模塊電容電壓平均值有一個(gè)快速的上升過程，持續(xù)時(shí)間小于20ms，與此同時(shí)，每個(gè)子模塊電容電壓的波動(dòng)依然保持在很小的范圍。系統(tǒng)儲能參考值階躍變化時(shí)輸出電壓、輸出電流和環(huán)流的波形動(dòng)態(tài)如圖10所示。從圖10可以看出輸出電壓和電流無明顯變化，但是環(huán)流有一個(gè)動(dòng)態(tài)過程，小于一個(gè)工頻周期就恢復(fù)到穩(wěn)定，且穩(wěn)定后幅值并沒有明顯增加。

圖9 能量階躍時(shí)子模塊電容電壓試驗(yàn)波形

輸出負(fù)載階躍增加時(shí)輸出電壓、輸出電流和環(huán)流波形動(dòng)態(tài)如圖11所示。從圖11可以看出，輸出電壓波形穩(wěn)定，無明顯變化，負(fù)載電流增加了，而環(huán)流有一個(gè)擾動(dòng)，在1.5個(gè)工頻周期內(nèi)即恢復(fù)穩(wěn)定到一個(gè)新的穩(wěn)態(tài)。輸出負(fù)載階躍增加時(shí)上下橋臂每個(gè)獨(dú)立的子模塊的電容電壓波形動(dòng)態(tài)如圖12所示。從圖12可以看出，子模塊的電容電壓動(dòng)態(tài)波動(dòng)依然在10V以內(nèi)，加載動(dòng)態(tài)較優(yōu)。

圖10 能量階躍時(shí)輸出電壓、輸出電流和環(huán)流波形

圖11 負(fù)載階躍時(shí)輸出電壓、輸出電流和環(huán)流波形

圖12 負(fù)載階躍時(shí)子模塊電容電壓試驗(yàn)波形

4 結(jié) 語

本文主要圍繞基于儲能估計(jì)的MMC開環(huán)控制策略開展了相關(guān)研究?；狙芯克悸肥窃谕ㄟ^對系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)計(jì)算的基礎(chǔ)上，將直流電壓作為參數(shù)，通過對輸出電壓計(jì)算、輸出電流測量估計(jì)儲能，從而設(shè)計(jì)了開環(huán)控制器。最后通過仿真和試驗(yàn)對控制器性能進(jìn)行了驗(yàn)證。主要結(jié)論如下：

(1) 應(yīng)用本文提出的新型MMC開環(huán)控制策略，橋臂子模塊的電容電壓穩(wěn)態(tài)較為穩(wěn)定和均衡，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快。

(2) 新型控制方案比傳統(tǒng)閉環(huán)控制方案簡單易實(shí)施，且避免了大量的反饋回路，提高了系統(tǒng)可靠性。

(3) 通過能量參考階躍和負(fù)載階躍變化試驗(yàn)，驗(yàn)證了控制器動(dòng)態(tài)響應(yīng)較快，且穩(wěn)定性也得到證明。

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Open Loop Control for Modular Multilevel Converters with Estimation of Stored Energy*

WANGXianlei1,2，LUOJidong1,2，LIUWenliang1,2，ZOUMengli1,2

(1. College of Mechanic and Electrical Engineering， Tarim University， Alar 843300， China；2. The Key Laboratory of Colleges & Universities， Department of Education of Xinjiang，

Alar 843300， China)

The modular multilevel converter was a kind of better solution for high voltage and large capacity equipment, and it had been widely studied and applied. The internal control objective of the modular multilevel converter was to equalize and stabilize the submodule capacitor voltages under different load conditions. When using the conventional closed-loop control strategy, in dealing with tens of thousands modules composition system, there would be complexity increases, reducing the reliability problem. Aiming at it, a novel open loop control for modular multilevel converters with estimation of stored energy has been proposed. The controller estimated the bridge arm energy storage according to the converter electromotive force, and the measurement of output current, and the DC voltage. Then the submodule selection mechanism and control could be achieved. So, no feedback controllers were used. Finally, in order to verify the validity of the proposed method, the simulation model of a 30MVA system had been built with simulation platform, and some simulation computation had been carried on, and a 10kVA prototype had also been set up, and some experiments had been studied. The simulation and test results showed that using new type of open loop controller, the good steady-state and dynamic performances could be obtained.

energy balance； modular multilevel converter； modulation； open loop control； capacitor voltage

塔里木大學(xué)校長基金青年創(chuàng)新資金項(xiàng)目(TDZKQN201607,TDZKQN201607)

王憲磊(1983—)，男，碩士研究生，講師，研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)及其自動(dòng)化。 羅繼東(1981—)，男，碩士研究生，講師，研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)及其自動(dòng)化。

TM 301.2

A

1673-6540(2016)12- 0031- 08

2016-07-29