趙瑞廣 劉棟良, 崔麗麗 魏紅梅

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采用雙共模內(nèi)回路抑制非隔離光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的共模電流的研究

趙瑞廣1劉棟良1,2崔麗麗1魏紅梅2

（1. 杭州電子科技大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院 杭州 310018 2. 臥龍電氣集團(tuán)股份有限公司 上虞 312300）

非隔離光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中共模電流高頻分量的存在會(huì)使系統(tǒng)穩(wěn)定性下降，在低功率運(yùn)行時(shí)，對(duì)發(fā)電質(zhì)量影響較大。單共模內(nèi)回路法對(duì)高頻分量抑制效果不理想。在構(gòu)建共模電路等效模型，分析共模電流產(chǎn)生原因的基礎(chǔ)上，提出了一種構(gòu)建雙共模內(nèi)回路抑制共模電流高頻分量方法。該方法在保證共模電流滿足并網(wǎng)要求的前提下克服了單共模內(nèi)回路發(fā)生高頻諧振的缺點(diǎn)，很好地抑制了外部寄生回路共模電流中的高頻分量。最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)證明了所提方法的有效性。

非隔離 光伏并網(wǎng)系統(tǒng) 共模電流 內(nèi)回路 高頻分量

0 引言

光伏并網(wǎng)逆變器是光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中不可缺少的部分，傳統(tǒng)逆變器帶有工頻變壓器或高頻變壓器。工頻變壓器安裝在交流輸出側(cè)，體積龐大，安裝不方便，并降低了逆變器的效率；高頻變壓器雖然使逆變器體積縮小，但安裝在直流側(cè)，增加了主電路的復(fù)雜程度，降低系統(tǒng)穩(wěn)定性，影響系統(tǒng)效 率[1]。為了克服這些缺點(diǎn)，提高逆變器的效率，目前在一些小容量、家用光伏逆變器中普遍采用無變壓器結(jié)構(gòu)。雖然無變壓器結(jié)構(gòu)縮小了逆變器體積，提高了系統(tǒng)的效率，降低了成本，但是由于光伏系統(tǒng)與電網(wǎng)之間缺少電磁隔離[2]，系統(tǒng)中光伏組件和地之間產(chǎn)生的寄生電容與電網(wǎng)形成共?；芈?，產(chǎn)生共模電流，對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的安全性產(chǎn)生不利影響。

目前抑制共模電流的方法主要有兩種：①采用具有抑制共模電流特性的逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和改進(jìn)調(diào)制方式[3]。文獻(xiàn)[4,5]中的帶直流旁路的全橋拓?fù)?、半橋拓?fù)洹Ы涣髋月返娜珮蛲負(fù)涞群臀墨I(xiàn)[6]提出的抑制共模電流拓?fù)涞冉Y(jié)構(gòu)在PWM調(diào)制的續(xù)流階段對(duì)電網(wǎng)側(cè)與直流側(cè)具有解耦作用，保證了共模電壓的恒定。文獻(xiàn)[7]中的中性點(diǎn)鉗位型拓?fù)湟簿哂幸种乒材ｋ娏鞯哪芰?；②交流?cè)增加電磁干擾（Electro Magnetic Interference, EMI）濾波器。EMI濾波器增加了共?；芈分械淖杩?，對(duì)并入電網(wǎng)的共模電流具有抑制作用，能有效抑制共?；芈返碾娏鳌Ｄ壳皩?shí)行的并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)要求并網(wǎng)運(yùn)行中共模電流不超過30mA[5,8,9]。通過以上兩種方法共模電流大小一般情況下低于30mA，但共模電流中存在大量的高頻分量，高頻分量流經(jīng)電網(wǎng)造成供電質(zhì)量下降，大量的高頻分量給逆變器帶來較大的電磁干擾，使整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性降低，也會(huì)使逆變器內(nèi)部的電力電子器件壽命降低，導(dǎo)致逆變器的壽命縮短。逆變器為了防止由于對(duì)地共模電流過大而產(chǎn)生觸電事故，通常在逆變器輸出側(cè)安裝有漏電保護(hù)裝置，在外界環(huán)境發(fā)生變化特別是在陰雨等天氣造成寄生電容值變化較大時(shí)，共模電流中高頻分量將會(huì)急劇變大從而引起漏電保護(hù)裝置動(dòng)作，使系統(tǒng)停止工作；這往往給用戶帶來不必要的損失。若未來分布式光伏發(fā)電普及程度較高，眾多家庭安裝的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)因此而同時(shí)停止工作，將造成電網(wǎng)電壓產(chǎn)生跌落，從而影響電網(wǎng)的穩(wěn)定性。

近年來，有學(xué)者提出在系統(tǒng)的輸出側(cè)設(shè)置共模內(nèi)回路的方法來抑制共模電流。文獻(xiàn)[10]中提出將交流側(cè)電壓中點(diǎn)與直流側(cè)電壓中點(diǎn)連接構(gòu)成一路共模內(nèi)回路。文獻(xiàn)[11,12]在輸出端與直流負(fù)母線之間增加RC吸收支路構(gòu)成單共模內(nèi)回路。但是文獻(xiàn)[10-12]均沒有對(duì)共模電流做進(jìn)一步分析，也沒有對(duì)比分析共模內(nèi)回路對(duì)共模電流高頻分量的抑制作用。并且單共模內(nèi)回路法易使共模電路產(chǎn)生高頻諧振，在諧振頻率段產(chǎn)生較大共模電流。

本文從共模電流的高頻分量出發(fā)，通過建立共模等效電路深入分析共模電流的高頻分量及其產(chǎn)生的原因。針對(duì)共模電流中存在的高頻分量，提出一種構(gòu)建雙共模內(nèi)回路抑制共模電流高頻分量的方法。該方法不改變?cè)械耐負(fù)浣Y(jié)構(gòu)，并且參數(shù)整定簡單。通過Matlab/Simulink仿真證明了其能夠有效抑制共模電流的高頻分量。最后通過實(shí)驗(yàn)證明了所提方法對(duì)抑制共模電流中的高頻分量有明顯效果。

1 非隔離光伏并網(wǎng)系統(tǒng)共模電流分析

1.1 共?；芈纺Ｐ头治?/h3>

對(duì)于非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器，目前市場上小功率分布式光伏并網(wǎng)系統(tǒng)，特別是安裝在用戶住宅的并網(wǎng)系統(tǒng)主要采用兩級(jí)式單相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)[13-15]，如圖1所示。該系統(tǒng)中，前級(jí)Boost電路主要完成MPPT功能[16]，在穩(wěn)態(tài)時(shí)直流母線電壓dc控制在恒定值，此時(shí)前級(jí)Boost電路輸出側(cè)可等效為穩(wěn)定的直流電壓源。后級(jí)完成電能從直流到交流的變換，通常采用具有抑制共模電流能力的拓?fù)鋄17,18]。

圖1 考慮寄生參數(shù)的兩級(jí)式單相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)

圖1中的兩級(jí)式單相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)，采用了方框Ⅰ內(nèi)所示的H6逆變拓?fù)?，輸出?cè)除采用LC濾波器外還增加了方框Ⅱ內(nèi)由cm1、Y1、Y2、cm2組成的EMI濾波器，以此抑制共模電流。根據(jù)共模電壓、差模電壓的定義可得逆變器的共模電壓cm、差模電壓dm分別為

（2）

由式（1）、式（2）可得A、B端電壓分別為

（4）

本文主要考慮對(duì)共模電流中高頻分量的抑制，所以在共模等效電路中忽略電網(wǎng)電壓對(duì)共模電路影響，根據(jù)式（3）、式（4）可得如圖2所示的兩級(jí)式光伏并網(wǎng)系統(tǒng)共模等效電路，PV為等效寄生電容。

圖2中共模電感位于差模支路中，因共模電感對(duì)差模信號(hào)不起作用，所以將其移到共模支路中可得如圖3所示簡化共模等效電路。

圖2 共模等效電路

圖3 簡化共模等效電路

根據(jù)電路等效原理，將差模電路進(jìn)行等效并將支路阻抗進(jìn)行等效計(jì)算后可得圖4所示最簡共模等效電路。

圖4 最簡共模等效電路

圖4中，為共模電路等效阻抗；dm-t為等效差模電壓，表示為

（6）

其中，1、1、1-2分別為

（8）

（9）

根據(jù)圖4可得共模電壓回路總電壓cm-t為

理想情況下1=2，共?；芈房傠妷篶m-t為

（11）

1.2 共模電流分析

以圖1所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為例，本文在目前廣泛應(yīng)用的H6逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上分析共模電流的主要分量。從共模等效電路、H6逆變拓?fù)湔{(diào)制方式和負(fù)載三方面分析共模電流的主要分量，本節(jié)重點(diǎn)分析高頻分量產(chǎn)生的原因。

在理想情況下采用具有共模抑制能力的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)能夠使共模電壓維持恒定值不變，不存在調(diào)制頻率段諧波，但是由于開關(guān)器件開通和關(guān)斷過程中的動(dòng)態(tài)過程不一致或開關(guān)器件驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)不一致[19]導(dǎo)致共模電壓變化。例如，圖1中H6橋在正半周期調(diào)制過程中由于動(dòng)態(tài)過程不一致或開關(guān)器件驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)不一致，導(dǎo)致VT1和VT4由導(dǎo)通狀態(tài)關(guān)斷時(shí)VT4先于VT1關(guān)斷，此時(shí)根據(jù)式（11）得cm-t為

直到VT1關(guān)斷cm-t才恢復(fù)到dc/2，這種情況將會(huì)導(dǎo)致共模電壓產(chǎn)生一個(gè)尖峰脈沖。同理若VT1先于VT4關(guān)斷，cm-t將會(huì)產(chǎn)生dc/4的突變。最嚴(yán)重的情況下，共模電壓的波動(dòng)頻率與逆變橋調(diào)制頻率相同。

逆變橋在模態(tài)變換過程中造成的電路諧振使共模電壓產(chǎn)生波動(dòng)。因逆變器采用PWM方式，共模電壓中含有各次諧波，特定諧波使共模等效電路阻抗為純阻性或局部LC支路為純阻性將會(huì)導(dǎo)致諧振發(fā)生。從式（5）中可以看出，無論在共模電路發(fā)生整體諧振還是局部諧振，根據(jù)諧振的程度電路阻抗在諧振頻率附近將會(huì)比在非諧振頻率段有所降低，從而在相同高頻共模電壓的情況下產(chǎn)生更大的共模電流。

由式（2）、式（10）可以得出，由于輸出濾波電感1、2不對(duì)稱將會(huì)給共?；芈芬胍蚤_關(guān)頻率變化的差模電壓。以1、2電感值相差10%為例，此時(shí)cm-t為

由于1、2不對(duì)稱，在共模電壓中引入了0.025dm波動(dòng)分量。其中波動(dòng)分量包含開關(guān)頻率變化的高頻分量和工頻分量。

前級(jí)Boost電路在工作過程中導(dǎo)致的光伏陣列輸出端的電壓波動(dòng)[20]會(huì)使共模電壓產(chǎn)生波動(dòng)。這些非理想因素都會(huì)導(dǎo)致共模回路中產(chǎn)生調(diào)制頻率段共模電流。

電網(wǎng)可視為整個(gè)系統(tǒng)的負(fù)載，圖2共模回路中在不忽略電網(wǎng)電壓時(shí)，總電壓為

式（14）可見cm-t中具有工頻波動(dòng)分量并且幅值為電網(wǎng)電壓幅值的一半，所以共模電流中具有較大的工頻分量。除此之外，由于逆變器采用PWM調(diào)制方式，工作過程中不可避免會(huì)在共模電壓中產(chǎn)生低次諧波分量，而無源LC濾波器和EMI濾波器濾除低次諧波的能力較弱，從而使共模電流中存在一定量的低次諧波分量。

綜上所述，共?；芈分姓{(diào)制頻率段分量、諧振頻率段分量和工頻頻率段分量是共模電流的主要分量。

2 增加共模內(nèi)回路方法抑制共模電流

2.1 構(gòu)建單共模內(nèi)回路抑制共模電流

在采用構(gòu)建共模內(nèi)回路抑制共模電流的方法中，以圖5所示方法構(gòu)建帶有單共模內(nèi)回路的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)。EMI濾波器為LCL型，并將濾波器原有的Y電容用RC支路1-1、2-2替換連接至直流負(fù)母線側(cè)構(gòu)成共模內(nèi)回路[12]。圖6為帶有單共模內(nèi)回路的共模等效電路，其中1-2、1-2分別為

（16）

圖5 帶有單共模內(nèi)回路的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)

Fig.5 The single phase PV grid-connected system with single common mode inner loop

圖6 帶有單共模內(nèi)回路的共模等效電路