蘇小麗 佃松宜 鄭萬里

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帶零電壓轉換軟開關的新型單相單級隔離式Cuk開關電源

蘇小麗 佃松宜 鄭萬里

（四川大學電氣信息學院 成都 610065）

針對Cuk變換器在硬開關工作模式下開關損耗大、傳輸效率低、d/d和d/d較大以及電磁干擾嚴重等不足，研究了一種基于零電壓轉換（ZVT）軟開關技術的隔離式Cuk變換器系統(tǒng)。詳細分析了隔離式Cuk變換器的軟開關工作過程，計算了變換器和ZVT軟開關電路的參數(shù)，研制了一臺額定輸出功率為500W的帶ZVT軟開關的新型單相單級隔離式Cuk高頻開關電源樣機。實驗結果表明：變換器中的開關管均工作于軟開關模式，與硬開關工作模式相比，有效減少了開關損耗，減小了d/d和d/d，降低了電磁干擾，提高了開關變換器的效率，從而驗證了本文提出的方法和參數(shù)設計的合理性。

開關電源 隔離式Cuk變換器 零電壓轉換軟開關 單級變換器

0 引言

目前開關電源多采用技術相對成熟的兩級式結構，其能量變換次數(shù)多，難以實現(xiàn)高效率傳輸，使用的開關器件多且成本高[1]。單級AC-DC變換器結構簡單、效率高以及成本低，因而受到越來越多的關注，被廣泛運用于功率因數(shù)校正、LED、新能源等領域[2,3]。與其他單級變換器相比，隔離式Cuk變換器因具有輸入和輸出電流平滑、可實現(xiàn)升降壓、能量傳遞效率高及輸入和輸出電氣隔離等特點，近年來已成為研究單級變換器較為熱門的電路拓撲之一[4]。

開關電源正朝著高頻化、小型化方向發(fā)展，但在硬開關工作模式下開關損耗大，傳輸效率低，電磁干擾嚴重[5]，因此軟開關技術成為減少開關損耗、提高轉換效率的重要手段之一[6]。許多文獻對Buck變換器和Boost變換器的軟開關技術做了研究[7-10]，但針對Cuk變換器的軟開關技術研究較少，尤其在隔離式Cuk拓撲上設計軟開關電路的研究鮮有報道。相較于無源軟開關，有源軟開關能真正實現(xiàn)開關管的零電流開通和零電壓關斷[11,12]。有源軟開關中的零電壓轉換軟開關技術不增加主開關管的電流、電壓應力，通態(tài)損耗也較小[13,14]。本文將零電壓轉換（Zero Voltage Transition，ZVT）軟開關技術應用于隔離式Cuk變換器拓撲中，設計電路結構，分析軟開關工作過程，在此基礎上根據(jù)項目需求進行電路參數(shù)計算，并研制單相單級高頻開關電源樣機進行實驗驗證。

1 開關電源總體設計方案

本文所研究的開關電源由主電路和控制電路組成，其原理框圖如圖1所示。主電路包括輸入電磁干擾（Electromagnetic Interference, EMI）濾波電路、整流橋電路、帶ZVT軟開關的隔離式Cuk變換器和輸出濾波電路?？刂齐娐钒―SP處理器、輸入電流、輸出電流、電壓檢測電路及保護電路等[15]。

圖1 開關電源的原理框圖

開關電源的工作過程：220V交流輸入經(jīng)整流橋變?yōu)橹绷?，再由帶ZVT軟開關的隔離式Cuk變換器將電壓變換成240V，最后經(jīng)濾波電路處理為紋波符合要求的直流輸出?？刂齐娐芬訢SP處理器為核心，對開關電源輸入和輸出電流、電壓進行實時采樣，然后采用文獻[16]中的數(shù)字雙環(huán)控制算法進行運算后，輸出驅動波形，使輸出穩(wěn)壓在直流240V，并實現(xiàn)輸入電流的功率因數(shù)校正。另外，控制電路中還有各種檢測保護功能，以確保開關電源安全可靠地運行[17]。

2 電路結構和軟開關過程分析

新型開關電源的主電路由整流橋電路、隔離式Cuk變換器和ZVT軟開關電路組成，如圖2所示。其中，ZVT軟開關電路由諧振電感r、諧振電容r1和r2以及輔助開關管S2組成。r1與主開關管S1并聯(lián)，r2與r串聯(lián)，該支路的通斷由輔助開關管S2控制。主開關管S1和輔助開關管S2的體續(xù)流二極管（VD1、VD2）亦參與了諧振過程。該ZVT軟開關電路具有如下優(yōu)點：①主、輔開關管均工作在軟開關模式；②開關管電路間不需要進行隔離處理。

圖2 新型開關電源的主電路

基于上述結構的變換器工作過程主要波形如圖3所示。分析軟開關工作過程之前，假設：①所有元器件均是理想元器件；②輸入電壓s為半波，且有效值恒定；③考慮輸出電容較大，將其等效為電壓源；④輸入電感1和輸出電感2遠大于諧振電感r；⑤電容1和2遠大于諧振電容r1和r2。

圖3 ZVT軟開關電路的主要波形

在一個開關周期內(nèi)變換器可分為8個工作模態(tài)，如圖4所示。

（a）模態(tài)1???????（b）模態(tài)2

（c）模態(tài)3???????（d）模態(tài)4

（e）模態(tài)5???????（f）模態(tài)6

（g）模態(tài)7???????（h）模態(tài)8

圖4 一個開關周期內(nèi)變換器工作模態(tài)的等效電路

Fig.4 Equivalent circuits during one switching cycle

1）工作模態(tài)1[0～1]：0時刻前，主開關管S1和輔助開關管S2均關斷，主續(xù)流二極管VD導通，S1的電壓為s+o。假設諧振電容r2的初始電壓為，則S2的電壓為。0時刻，開通S2，由于存在諧振電感r，S2的電流緩慢上升，VD的電流緩慢下降，實現(xiàn)了S2的零電流開通。1時刻，S2的電流增至，VD的電流減小為0，該工作模態(tài)的等效電路模型如圖4a所示，且有

（2）

S2的電流表達式為

該模態(tài)的持續(xù)時間為

（4）

2）工作模態(tài)2[1～2]：1時刻，VD關斷，此時VD的電流為0，VD的電壓為。由于存在諧振電容r1，VD的電壓開始緩慢上升，實現(xiàn)了VD的零電流和零電壓關斷。r與r1、r2通過S2串聯(lián)諧振，r1、r2放電，r充電。設r的最大電流為，該工作模態(tài)的等效電路模型如圖4b所示，且有

（6）

（7）

式中，Vr1、Vr2分別為當前時刻r1、r2的電壓。

2時刻，r1的電壓下降至0，r2的電壓為

式中，12為該模態(tài)的持續(xù)時間，則

（9）

3）工作模態(tài)3[2～3]：當r1的電壓，即S1的電壓下降至0時，S1的體續(xù)流二極管VD1導通，并將S1的電壓鉗位到0。因此r1中斷諧振，而r與r2通過S2和VD1繼續(xù)諧振，r2放電，r充電。當r2的電壓下降至0時，r的電流達到最大值，即

r的電流達到最大值后，r開始放電，r2反向充電。當r的電流減小到時，VD1的電流減小為0，并關斷VD1。S1在此模態(tài)中打開，其電壓已下降為0，電流為負值，S1可實現(xiàn)零電壓和零電流開通。該工作模態(tài)的等效電路模型如圖4c所示，持續(xù)時間為

4）工作模態(tài)4[3～4]：3時刻，S1和S2均導通，r與r2通過S1和S2繼續(xù)諧振，r放電，r2繼續(xù)反向充電。S1的電流增大，S2的電流減小。4時刻，S2的電流減小為0，r2的電壓反向增加至最大。該工作模態(tài)的等效電路模型如圖4d所示，持續(xù)時間為

5）工作模態(tài)5[4～5]：當S2的電流減小為0時，S2的體續(xù)流二極管VD2導通。r與r2通過S1和VD2繼續(xù)諧振，r2放電，r反向充電。S1的電流先增加到最大值，然后減小，有

（13）

5時刻，r2的電壓恢復至初始狀態(tài)，r的電流減小為0。S2在此模態(tài)中關斷，由于S2的電流為負值，實現(xiàn)了S2的零電流關斷，且關斷后S2的電壓為。該工作模態(tài)的等效電路模型如圖4e所示，持續(xù)時間為

6）工作模態(tài)6[5～6]：5時刻，VD2的電流減小為0，并關斷S2。由于S2已關斷，r與r2諧振結束，r2的電壓保持恒定。此模態(tài)與普通隔離式Cuk變換器的開通狀態(tài)一致，S1的電流為。等效電路模型如圖4f所示。

7）工作模態(tài)7[6～7]：6時刻，S1關斷。電流和為r1充電，r1的電壓緩慢上升，VD的電壓緩慢下降，實現(xiàn)了S1的零電壓關斷。該工作模態(tài)的等效電路模型如圖4g所示，持續(xù)時間為

8）工作模態(tài)8[7～8=0]：7時刻，r1的電壓上升至s+o，VD的電壓下降至0后開始導通，實現(xiàn)了VD的零電壓開通。此模態(tài)與普通隔離式Cuk變換器的關斷狀態(tài)一致。在下一個開關周期的0時刻，開通S2，電路工作狀態(tài)又回到了模態(tài)1。

3 主電路及ZVT軟開關參數(shù)計算

3.1 主電路參數(shù)計算

若將輸入電感1和輸出電感2的電流變化過程近似看作是線性的[18]。臨界連續(xù)，1電感為

式中， 為占空比；s為開關周期，本文分別取s= 0.65ms, 20ms。由此求得1的臨界值1th=531mH。

式中，o、o分別為變換器輸出的電壓和電流。

求得2的臨界值2th=576mH。為保證輸入、輸出電感的電流連續(xù)，1=2=1mH。

輸出電容0的取值與輸出電壓紋波有關，其表達式為

高頻隔離變壓器一次側、二次側電壓比為1∶1，故能量傳輸電容12。且電感1、2與電容1、2的串聯(lián)諧振頻率s要遠大于市電頻率（50Hz）。取s=2kHz，電容1、2的計算公式為

求得12=6.3mF，則選取容值為6.8mF的高頻薄膜電容。

3.2 ZVT軟開關電路參數(shù)計算

諧振電感r：諧振電感r的取值決定了主續(xù)流二極管VD的關斷時間。一般的估算為：r的取值要使VD的關斷時間大于其電流反向恢復時間rr的3倍[19]。此外，主開關管S1的最小占空比min也限制了r的取值，有

諧振電容r1：諧振電容r1用于減小S1的尖峰電壓，降低電路的d/d，減少S1和VD的開關損耗。r1取值由S1的最大占空比max決定，即

（21）

諧振電容r2：諧振電容r2的取值要滿足其與r、r1諧振時，r1的電壓先下降至0，且盡量減小r2的初始電壓。此外，min也限制了r2的取值。

根據(jù)理論計算和多次實驗驗證，r、r1、r2取值分別為24mH、15nF、47nF。

4 實驗

在上述分析基礎上搭建的新型開關電源樣機實物如圖5所示。實驗參數(shù)為：單相交流輸入220V/ 50Hz，直流輸出240V，開關頻率50kHz，額定輸出功率500W，功率因數(shù)0.99，輸入電流總諧波失真（Total Harmonic Distortion, THD）小于5%，輸出電壓紋波低于±1%，輸出額定功率時效率達到90%。主輔開關管選用型號為IKW25N120H3的IGBT，續(xù)流二極管VD選用型號為DSEP30—12CR的超快恢復二極管。

圖5 開關電源樣機實物

開關電源樣機的關鍵波形如圖6所示。其中圖6a為主開關管S1和輔助開關管S2的PWM驅動波形。PWM驅動電壓高電平為15V，低電平為0，且S2相位超前于S1，表明驅動電路工作正常。S1在開通時，電壓已降為0，電流為負值，實現(xiàn)了S1的零電壓和零電流開通；S1關斷時，電壓開始緩慢上升，實現(xiàn)了S1的零電壓關斷。S2在開通時，電流開始緩慢上升，實現(xiàn)了零電流開通；S2在關斷時，電流為負值，實現(xiàn)了零電流關斷。由圖6可知，實驗波形與理論分析一致，表明電路工作正常。

（a）開關管的驅動波形?（b）S1的電流、電壓波形

（c）S2的電流、電壓波形?（d）諧振單元r和r2的波形

圖6 帶ZVT軟開關的隔離式Cuk變換器關鍵波形

Fig.6 Waveforms of isolated Cuk converter under ZVT soft-switching operations

硬開關工作模式下變換器開關管的電流、電壓波形如圖7所示，與圖6b的波形對比可知，增加ZVT軟開關電路之后，開關管的電流、電壓交集明顯減小，可得開關損耗減少為硬開關工作模式下的37.5%。同時，S1的d/d和d/d減小為硬開關工作模式下的5%和23%，從而降低了電路的EMI。

（a）開關管電流、電壓波形???（b）開關管波形放大

測得輸入電流的功率因數(shù)為0.99，THD為4.7%，滿足設計要求。變換器輸出電壓o和輸出電流o波形如圖8a所示，輸出電壓為240±2V，輸出電流為2.08±0.01A，輸出功率o為499.2±10W。 從圖8b看出，輸出電壓紋波約為±0.8%，滿足設計要求。

（a）輸出電壓、電流波形?（b）輸出電壓、電流紋波波形

分別進行硬開關模式下和ZVT軟開關模式下的隔離式Cuk高頻開關電源的效率測試，得到如圖9所示的效率曲線。隨著輸出功率的增加，兩種開關電源的效率均逐漸升高。當輸出功率為500W時，本文所研制的新型開關電源效率為90.3%，比同等條件下硬開關工作模式的開關電源效率提高了約2%，從而滿足了設計指標要求。與硬開關電路相比，ZVT軟開關電路雖然增加了輔助開關管，但諧振電感r和諧振電容r1在S2開通和S1關斷時存儲的能量可通過諧振部分回饋到主電路輸入端，從而減少了主電路整體的損耗。

圖9 有/無ZVT軟開關時高頻開關電源的效率比較

5 結論

本文將ZVT軟開關技術應用到隔離式Cuk變換器中，研制了一臺額定功率500W的新型單相單級高頻開關電源樣機。電路運行時，實現(xiàn)了主開關管的零電壓和零電流開通與零電壓關斷，輔助開關管的零電流開通和關斷。在詳細分析了隔離式Cuk變換器的軟開關工作過程后，給出了主電路和軟開關電路的參數(shù)計算方法。主要實驗結果如下：功率因數(shù)為0.99，THD為4.7%，輸出電壓紋波約為±0.8%，輸出額定功率時效率為90.3%。實驗結果驗證了本文提出的方法和參數(shù)設計的合理性，所研制的開關電源樣機滿足各項設計指標。

參考文獻：

[1] 張欣, 陳武, 阮新波. 一種輔助電流可控的移相全橋零電壓開關PWM變換器[J]. 電工技術學報, 2010, 25(3): 81-89.

Zhang Xin, Chen Wu, Ruan Xinbo. A novel ZVS PWM phase-shifted full-bridge converter with con- trolled auxiliary circuit[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2010, 25(3): 81-89.

[2] Cheng H L, Hsieh Y C, Lin C S. A novel single-stage high-power-factor AC/DC converter featuring high circuit efficiency[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2011, 58(2): 524-532.

[3] 文雪峰, 佃松宜, 鄧翔, 等. 基于數(shù)字雙環(huán)控制的功率因數(shù)校正控制算法[J]. 電力系統(tǒng)自動化, 2014, 38(3): 36-40.

Wen Xuefeng, Dian Songyi, Deng Xiang, et al. A novel power factor correction algorithm based on double-loop digital control[J]. Automation of Electric Power Systems, 2014, 38(3): 36-40.

[4] Safari A, Mekhilef S. Simulation and hardware implementation of incremental conductance MPPT with direct control method using Cuk converter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2011, 58(4): 1154-1161.

[5] 尹培培, 洪峰, 王成華, 等. 無源無損軟開關雙降壓式全橋逆變器[J]. 電工技術學報, 2014, 29(6): 40-48.

Yin Peipei, Hong Feng, Wang Chenghua, et al. Passive lossless soft-switching dual Buck full bridge inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2014, 29(6): 40-48.

[6] Jiang L, Mi C C, Li S Q, et al. An improved soft-switching Buck converter with coupled inductor[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(11): 4885-4891.

[7] Park S H, Park S R, Yu J S, et al. Analysis and design of a soft-switching Boost converter with an H-bridge auxiliary resonant circuit[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(8): 2142-2149.

[8] Park S, Choi S. Soft-switched CCM Boost converters with high voltage gain for high-power applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(5): 1211-1217.

[9] Yun J J, Choe H J, Hwang Y H, et al. Improvement of power-conversion efficiency of a DC-DC Boost converter using a passive snubber circuit[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 59(4): 1808-1814.

[10] 曹太強, 王軍, 孫章, 等. 有源嵌位正激二次側諧振PWM Buck-Boost型變換器[J]. 電工技術學報, 2014, 29(4): 10-18.

Cao Taiqiang, Wang Jun, Sun Zhang, et al. Active clamp forward secondary side resonant Buck-Boost PWM converter[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2014, 29(4): 10-18.

[11] Bodur H, Bakan A F. A new ZVT-PWM DC-DC converter[J]. IEEE Transactions on Power Elec- tronics, 2002, 17(1): 40-47.

[12] Li R T H, Chung H S H, Sung A K T. Passive lossless snubber for Boost PFC with minimum voltage and current stress[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(3): 602-613.

[13] 陳沖, 劉沙沙, 汪洋, 等. 輔助電流有源調整的新型ZVS全橋變換器[J]. 電工技術學報, 2014, 29(4): 1-9.

Chen Chong, Liu Shasha, Wang Yang, et al. A new ZVS full bridge converter with active-regulating auxiliary current[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2014, 29(4): 1-9.

[14] 賈貴璽, 張春雁, 肖有文, 等. 新型Buck軟開關電路的設計與仿真[J]. 電工技術學報, 2012, 27(2): 33-38.

Jia Guixi, Zhang Chunyan, Xiao Youwen, et al. Design and simulation of a new type of Buck soft- switching circuit[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2012, 27(2): 33-38.

[15] 張偉奎, 常鮮戎, 李濤, 等. 基于DSP和新型滑?？刂频腄STATCOM研究[J]. 電力系統(tǒng)保護與控制, 2014, 42(13): 7-12.

Zhang Weikui, Chang Xianrong, Li Tao, et al. Research on DSTATCOM based on DSP and novel sliding mode control[J]. Power System Protection and Control, 2014, 42(13): 7-12.

[16] 文雪峰, 佃松宜, 鄧翔, 等. 一種針對隔離Cuk的新型PFC數(shù)字控制算法[J]. 電力電子技術, 2013, 47(11): 30-32.

Wen Xuefeng, Dian Songyi, Deng Xiang, et al. A novel digital power factor correction algorithm for isolated Cuk converter[J]. Power Electronics, 2013, 47(11): 30-32.

[17] 徐巖, 王揚. 新能源系統(tǒng)物理模擬實驗平臺設計及應用[J]. 電力系統(tǒng)保護與控制, 2014, 42(8): 128-134.

Xu Yan, Wang Yang. Physical simulation experi- mental platform design and application of renewable energy electric power system[J]. Power System Protection and Control, 2014, 42(8): 128-134.

[18] 劉崢煒. 高功率密度隔離式Cuk變換器[D]. 武漢:華中科技大學, 2004.

[19] Tseng C J, Chen C L. A novel ZVT PWM Cuk power-factor corrector[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1999, 46(4): 780-787.

A Novel Single-Phase Single-Stage Isolated Cuk Switching Power Supply with Zero Voltage Transition Soft-Switching

（School of Electrical Engineering and Information Sichuan University Chengdu 610065 China）

Abstract of the Cuk converter has some disadvantages under hard-switching operations, such as high switch losses, low efficiency of conversion, and large electromagnetic interference (EMI), and so on. A new ZVT isolated Cuk converter system is proposed in this paper. The operation modes and parameters design procedure are given as well. A prototype of 500W is built and tested. The experimental results show that all switches can operate in soft-switching mode. Compared with the converter under hard-switching operations, the peak current and peak voltage decrease obviously, while the efficiency of the proposed Cuk converter is improved significantly, which validate that the proposed methods and parameters calculation are reasonable.

Switching power supply, isolated Cuk converter, zero voltage transition soft-switching, single-stage converter

TM46

2014-10-05 改稿日期 2015-01-01

四川省高校院所應用成果轉化項目計劃資助（12DXYB171JH-002）。

蘇小麗 女，1990年生，碩士，研究方向為電力電子硬件設計及控制。E-mail: sxl1245@live.com（通信作者）

佃松宜 男，1972年生，副教授，研究方向為電力電子與電氣傳動控制。E-mail: scudiansy@scu.edu.cn